FPGA發(fā)展到今天，SerDes（Serializer-Deserializer）基本上是器件的標(biāo)配了。從PCI發(fā)展到PCI-E，從ATA發(fā)展到SATA，從并行ADC接口到JESD204，從RIO到Serial RIO……等等，都是在借助SerDes來提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)男阅堋erDes是非常復(fù)雜的數(shù)?；旌显O(shè)計，用戶手冊的內(nèi)容只是描述了相對粗略的概念以及使用方法，并不能完全解釋SerDes是怎么工作的。在使用SerDes的過程中，設(shè)計者有太多的疑惑：為什么在傳輸?shù)倪^程中沒有時鐘信號？什么是加重和均衡？抖動和誤碼是什么關(guān)系？各種抖動之間有什么關(guān)系？時鐘怎么恢復(fù)？等等這些問題，如果設(shè)計者能夠完全理解這些問題，那么對于SerDes的開發(fā)也不再是難事。本文試著從一個SerDes用戶的角度來理解SerDes是怎么設(shè)計的。

SerDes的價值

并行總線接口

在芯片之間的數(shù)據(jù)傳輸，最早的時候是以串行傳輸?shù)姆绞酵瓿傻?，但隨著數(shù)據(jù)量的越來越大，串行數(shù)據(jù)傳輸?shù)娜秉c變得特別明顯：速率太低。所以芯片設(shè)計者就想著增加數(shù)據(jù)傳輸?shù)奈粚?，用并行的方式傳輸?shù)據(jù)，這樣相對于串行傳輸就有更高的傳輸速率。芯片之間的互聯(lián)通古系統(tǒng)同步或者源同步的并行接口傳輸數(shù)據(jù)。圖1.1演示了系統(tǒng)同步和源同步并行接口。

隨著接口頻率的提高，在系統(tǒng)同步接口方式中，有幾個因素限制了有效數(shù)據(jù)串口寬度的繼續(xù)增加。

時鐘到達兩個芯片的傳播延時不相等（clock skew）

并行數(shù)據(jù)各個bit的傳播延時博相等 （data skew）

時鐘的傳播延時和數(shù)據(jù)的傳播延時不一致（skew between data and clock）

雖然可以通過在目的芯片（chip #2）內(nèi)使用PLL補償時鐘延時差（clock skew）,但是PVT（Process Verification Test）變化時，時鐘沿是的變化量和數(shù)據(jù)延時的變化量是不一樣的。這又進一步惡化了數(shù)據(jù)窗口，即無法通過簡單的、不斷增加的數(shù)據(jù)總線數(shù)達到增加數(shù)據(jù)傳輸速率的目的。

源同步接口方式中，發(fā)送端Tx把時鐘伴隨數(shù)據(jù)一起發(fā)送出去，限制了clock skew對有效數(shù)據(jù)窗口的危害。通常在發(fā)送測芯片內(nèi)部，源同步接口把時鐘信號和數(shù)據(jù)信號當(dāng)作一樣來處理，也就是讓它和數(shù)據(jù)信號經(jīng)過相同的路徑，以保證相同的延時。這樣PVT變化時，時鐘和數(shù)據(jù)會朝著同一個方向增大或者減小相同的量，對skew最有利。

我們來做一些合理的典型假設(shè)，假設(shè)一個32bit數(shù)據(jù)的并行總線：

發(fā)送端的數(shù)據(jù)skew = 50 ps （很高的要求）

PCB總線引入的skew = 50 ps （很高的要求）

時鐘的周期抖動jitter = +/- 50 ps （很高的要求）

接收端觸發(fā)器采樣窗口 = 250 ps （Xilinx V7 高端器件的IO觸發(fā)器）

可以大致估算出并行接口的最高時鐘 = 1/（50+50+100+250） = 2.2GHz (DDR)或者1.1GHz(SDR).

利用源同步接口，數(shù)據(jù)的有效窗口可以提高很多，通常頻率都是在1GHz以下。在實際使用中可以見到如SPI4.2接口的時鐘可以高達DDR 700HNz * 16 bits位寬。DDR Memory接口也是一種源同步接口，如DDR3在FPGA中可以做到大約800MHz的時鐘（DDR）。

要提高接口的傳輸帶寬有兩種方法：一種是提高時鐘頻率；一種是加大數(shù)據(jù)位寬。那么數(shù)據(jù)位寬是不是可以無限制地加大呢？這就要牽扯到另外一個非常重要的問題----同步切換噪聲（SSN）。

SSN的計算公式：SSN = L * N * di/dt

L是芯片封裝電感，N是數(shù)據(jù)位寬，di/dt是電流變化的斜率。隨著頻率的提高，數(shù)據(jù)位寬的增加，SSN成為提高傳輸帶寬的主要瓶頸。圖1.2是一個DDR3串?dāng)_的例子。途中低電平的理論值在0V，由于SSN的影響，低電平表現(xiàn)為震蕩，震蕩噪聲的最大值達610mv，因此噪聲余量只有1.5V/2 - 610mV = 140mV。

因此也不可能靠無限地提高數(shù)據(jù)位寬來繼續(xù)增加帶寬。一種解決SSN的辦法是使用差分信號替代單端信號，使用差分信號可以很好地解決SSN的問題，代價是使用更多的芯片引腳。使用差分信號仍然解決不了數(shù)據(jù)skew的問題，很大位寬的差分信號再加上嚴(yán)格的時序限制，給并行接口帶來了很大的挑戰(zhàn)。

SerDes接口

源同步接口的時鐘頻率已經(jīng)遇到瓶頸，由于信道（channel）的非理想特性，在繼續(xù)提高頻率，信號會被嚴(yán)重損傷，這就需要采用均衡和數(shù)據(jù)時鐘相位檢測等技術(shù)。這也就是SerDes所采用的技術(shù)。SerDes是串行器和解串器的簡稱。串行器也成為SerDes發(fā)送端（Tx），解串器也成為接收端（Rx）。圖1.3是一個N對SerDes收發(fā)通道的互連演示，一般N小于4.

可以看到，SerDes不傳送時鐘信號，這也是SerDes最特別的地方，SerDes在接收端集成了CDR（Clock Data Recovery）電路，利用CDR從數(shù)據(jù)的邊沿信息中抽取時鐘，并找到最優(yōu)的采樣位置。

SerDes采用差分方式傳送數(shù)據(jù)。一般會有多個通道的數(shù)據(jù)放在一個group中以共享PLL資源，每個通道仍然是相互獨立工作的。

SerDes需要參考時鐘（Reference Clock），一般也是差分的形式以降低噪聲。接口端Rx和發(fā)送端Tx的參考時鐘可以允許幾百個ppm的頻差（plesio-synchronous system），也可以是同頻的時鐘，但是對相位差沒有要求。

做個簡單的比較，一個SerDes通道（Channel）使用4個引腳（Tx+/-, Rx+/-），目前的FPGA可以做到高達28Gbps。而一個16bit的DDR3-1600的線速率為1.6Gbps*16 = 25Gbps，卻需要50多個引腳。這樣對比之下可以看出SerDes在傳輸帶寬上的優(yōu)勢。

相比于源同步接口，SerDes的主要特點包括：

SerDes在數(shù)據(jù)線中時鐘內(nèi)嵌，不需要傳送時鐘信號。

SerDes通過加重/均衡技術(shù)可以實現(xiàn)高速長距離傳輸，如背板。

SerDes使用了較少的芯片引腳。

中間類型

也存在一些介于SerDes和并行接口之間的接口類型，相對源同步接口而言，這些中間類型的接口也使用串行器和解串器，同時也傳送用于同步的時鐘信號。這類接口如視頻顯示接口7：1 LVDS等。

SerDes結(jié)構(gòu)

SerDes的主要構(gòu)成可以分為三部分：PLL模塊，發(fā)送模塊Tx，接收模塊Rx。為了方便維護和測試，還會包括控制和狀態(tài)寄存器，換回測試，PRBS測試等功能。如圖2.1

圖中藍色背景子模塊為PCS層，是標(biāo)準(zhǔn)的可綜合CMOS數(shù)字邏輯，可以使用硬件邏輯實現(xiàn)，也可以使用FPGA軟邏輯實現(xiàn)，相對容易理解。褐色背景的子模塊是PMA層，是數(shù)?；旌螩ML/CMOS電路，是理解SerDes區(qū)別于并行接口的關(guān)鍵，也是本文討論的重點內(nèi)容。

發(fā)送方顯（Tx）信號的流向：FPGA邏輯（Fabric）發(fā)送過來的并行信號，通過接口FIFO（Interface FIFO）,發(fā)送到 8B/10B編碼器（8B/10B encoder）或擾碼器（scambler），以避免數(shù)據(jù)含有較多的0或者較多的1。之后送給串行器（Serializer）進行并串轉(zhuǎn)換。串行數(shù)據(jù)警告過均衡器（equalizer）調(diào)理，由驅(qū)動器（driver）發(fā)送出去。

接收方向（Rx）信號的流向，外部串行信號由線性均衡器（Linear Equalizer）或者DFE（Decision Feedback Equalizer）結(jié)構(gòu)均衡器條例，去除一部分確定性抖動（Deterministic jitter）.CDR從數(shù)據(jù)中恢復(fù)出來采樣時鐘，經(jīng)解串器變?yōu)閷R的并行信號。8B/10B解碼器（8B/10B decoder）或解擾其（de-scambler）完成解碼或者解擾。如果是異步時鐘系統(tǒng)（Plesio-synchronous system），在用戶FIFO之前還應(yīng)該有彈性FIFO來補償頻差。

PLL負責(zé)產(chǎn)生SerDes各個模塊所需要的時鐘信號，并管理這些時鐘之間的相位關(guān)系。以圖中線速率10Gbps為例，參考時鐘頻率250MHz。Serializer/Deserializer至少需要5GHz 0相位時鐘和5GHz 0相位時鐘和5GHz 90度相位時鐘，1GHz（10bit并行）/1.25GHz（8bit并行）時鐘等。

一個SerDes通常還需要調(diào)試能力，例如偽隨機碼劉產(chǎn)生和比對，各種環(huán)回測試，控制狀態(tài)寄存器以及訪問接口，LOS檢測，沿途測試等。

串行器解串器

串行器（Serializer）把并行信號轉(zhuǎn)化為串行信號，解串器（Deserializer）把串行信號轉(zhuǎn)化為并行信號，一般地，并行信號為8/10bit或者16/20bit寬度，串行信號為1bit寬度（也可以分階段串行化，如8bit->4bit->2bit->1bit以降低equalizer的工作頻率）。采用擾碼（scrambled）的協(xié)議和SDH/SONET，SMPTE SDI使用8/16bit的并行寬度，如PCI-Express采用8B/10B編碼的協(xié)議，GbE使用10bits/20bits寬度。

一個4：1的串行器圖下圖2.2所示.8：1或16：1的串行器采用類似的方法實現(xiàn)。在實現(xiàn)時，為了降低均衡器的工作頻率，串行器會先把并行數(shù)據(jù)變?yōu)?bit，送給均衡器濾波，最后一步再做2：1串行化。

一個1：4的解串器如圖2.3所示，8：1或16：1的解串器采用類似的實現(xiàn)。實現(xiàn)時，為了降低均衡器的工作頻率，均衡器工作在DDR模式下，解串器的輸入是2bit或者更寬。

串行器解串器的實現(xiàn)采用雙沿DDR的工作方式，利用面積換速度的策略，降低了電路中高頻率電路的比例，從而降低了電路的噪聲。

接收方向除了解串器以外，一般還有對齊功能邏輯（Aligner）。相對SerDes發(fā)送端，SerDes接收端起始工作的時刻是任意的，接收器正確收到的第一個bit可能是發(fā)送并行數(shù)據(jù)的任意bit位置。因此需要對齊邏輯來判斷從什么bit位置開始，以組成正確的并行邏輯。對齊邏輯通過在串行數(shù)據(jù)流中搜索特征碼字（Alignment Code）來決定串并轉(zhuǎn)換的起始位置。比如8B/10B編碼的協(xié)議通常用K28.5（正碼10‘b1110000011，負碼：10’b0001111100）來作為對齊字。圖2.4為一個對齊邏輯的演示。通過滑窗，逐bit比對，比找到對起碼（Align-Code）的位置，經(jīng)過多次在相同的位置找到對起碼之后，狀態(tài)機鎖定位置并選擇相應(yīng)的位置輸出對齊數(shù)據(jù)。

發(fā)送均衡器（Tx Equalizer）

SerDes信號從發(fā)送芯片到達接收芯片所經(jīng)過的路徑成為信道（Channel）,包括芯片封裝，PCB總線，過孔，電纜，連接器等元件。從頻域上看，信道可以簡化為一個低通濾波器（LPF）模型，如果SerDes的速率大于信道（channel）的截止頻率，就會一定程度上損傷信號。均衡器的作用就是不讓信道對信號的損傷。

發(fā)送端的均衡器采用FFE（Feed Forward Equalizers）結(jié)構(gòu)，發(fā)送端的equalizer也稱作加重器（emphasis）.加重分為去加重（de-emphasis）和預(yù)加重（pre-emphasis）。de-emphasis降低差分信號的擺幅（swing）.Pre-emphasis增加差分信號的擺幅。FPGA大部分使用de-emphasis的方式，加重越強，信號的平均幅度就越小。

發(fā)送測均衡器設(shè)計為一個高通濾波器（HPF），大致為信道頻響H(f)的反函數(shù)，F(xiàn)FE（Feed Forward Equalization 前行反饋均衡）的目標(biāo)是讓到達接收端的信號為一個干凈的信號，F(xiàn)FE的實現(xiàn)方式有很多，典型的例子如下圖2.5所示：

調(diào)節(jié)濾波器的系數(shù)可以改變?yōu)V波器的頻響，以補償不同的信道特性，一般可以動態(tài)配置。以10Gbps線速率為例，圖2.6為DFE頻率響應(yīng)演示，可以看到對于C0 = 0, C1 = 1, C2 = -0.25的配置，5GHz處高頻增益比低頻區(qū)域高出4dB，從而補償信道對高頻頻譜的衰減。

采樣時鐘的頻率限制了這種FFE，最高只能補償?shù)紽s/2（上例中Fs/2 = 5GHz）。根據(jù)采樣定理，串行數(shù)據(jù)里的信息都包含在5GHz以內(nèi)，從這個角度看也就足夠了。如果要補償Fs/2以上的頻率，就要求DDE高于Fs的工作頻率，或者連續(xù)時間域濾波器（Continuous Time FFE）.

圖2.7為DFE時序濾波效果的演示，以10Gbps線速率為例，一個UI = 0.1 ns = 100 ps.演示的串行數(shù)據(jù)碼流為二進制[00000000100001111011110000].

審核編輯：湯梓紅