mos管簡介

　　mos管是金屬（metal）—氧化物（oxide）—半導(dǎo)體（semiconductor）場效應(yīng)晶體管，或者稱是金屬—絕緣體（insulator）—半導(dǎo)體。MOS管的source和drain是可以對調(diào)的，他們都是在P型backgate中形成的N型區(qū)。在多數(shù)情況下，這個兩個區(qū)是一樣的，即使兩端對調(diào)也不會影響器件的性能。這樣的器件被認(rèn)為是對稱的。

　　雙極型晶體管把輸入端電流的微小變化放大后，在輸出端輸出一個大的電流變化。雙極型晶體管的增益就定義為輸出輸入電流之比（beta）。另一種晶體管，叫做場效應(yīng)管（FET），把輸入電壓的變化轉(zhuǎn)化為輸出電流的變化。FET的增益等于它的transconductance，定義為輸出電流的變化和輸入電壓變化之比。市面上常有的一般為N溝道和P溝道，詳情參考右側(cè)圖片（N溝道耗盡型MOS管）。而P溝道常見的為低壓mos管。

　　mos管主要參數(shù)

　　1.開啟電壓VT

　　·開啟電壓（又稱閾值電壓）：使得源極S和漏極D之間開始形成導(dǎo)電溝道所需的柵極電壓；

　　·標(biāo)準(zhǔn)的N溝道MOS管，VT約為3～6V；

　　·通過工藝上的改進(jìn)，可以使MOS管的VT值降到2～3V。

　　2.直流輸入電阻RGS

　　·即在柵源極之間加的電壓與柵極電流之比

　　·這一特性有時以流過柵極的柵流表示

　　·MOS管的RGS可以很容易地超過1010Ω。

　　3.漏源擊穿電壓BVDS

　　·在VGS=0（增強(qiáng)型）的條件下，在增加漏源電壓過程中使ID開始劇增時的VDS稱為漏源擊穿電壓BVDS

　　·ID劇增的原因有下列兩個方面：

　?。?）漏極附近耗盡層的雪崩擊穿

　?。?）漏源極間的穿通擊穿

　　·有些MOS管中，其溝道長度較短，不斷增加VDS會使漏區(qū)的耗盡層一直擴(kuò)展到源區(qū)，使溝道長度為零，即產(chǎn)生漏源間的穿通，穿通后，源區(qū)中的多數(shù)載流子，將直接受耗盡層電場的吸引，到達(dá)漏區(qū)，產(chǎn)生大的ID

　　4.柵源擊穿電壓BVGS

　　·在增加?xùn)旁措妷哼^程中，使柵極電流IG由零開始劇增時的VGS，稱為柵源擊穿電壓BVGS。

　　5.低頻跨導(dǎo)gm

　　·在VDS為某一固定數(shù)值的條件下，漏極電流的微變量和引起這個變化的柵源電壓微變量之比稱為跨導(dǎo)

　　·gm反映了柵源電壓對漏極電流的控制能力

　　·是表征MOS管放大能力的一個重要參數(shù)

　　·一般在十分之幾至幾mA/V的范圍內(nèi)

　　6.導(dǎo)通電阻RON

　　·導(dǎo)通電阻RON說明了VDS對ID的影響，是漏極特性某一點(diǎn)切線的斜率的倒數(shù)

　　·在飽和區(qū)，ID幾乎不隨VDS改變，RON的數(shù)值很大，一般在幾十千歐到幾百千歐之間

　　·由于在數(shù)字電路中，MOS管導(dǎo)通時經(jīng)常工作在VDS=0的狀態(tài)下，所以這時的導(dǎo)通電阻RON可用原點(diǎn)的RON來近似

　　·對一般的MOS管而言，RON的數(shù)值在幾百歐以內(nèi)

　　7.極間電容

　　·三個電極之間都存在著極間電容：柵源電容CGS、柵漏電容CGD和漏源電容CDS

　　·CGS和CGD約為1～3pF

　　·CDS約在0.1～1pF之間

　　8.低頻噪聲系數(shù)NF

　　·噪聲是由管子內(nèi)部載流子運(yùn)動的不規(guī)則性所引起的

　　·由于它的存在，就使一個放大器即便在沒有信號輸人時，在輸出端也出現(xiàn)不規(guī)則的電壓或電流變化

　　·噪聲性能的大小通常用噪聲系數(shù)NF來表示，它的單位為分貝（dB）

　　·這個數(shù)值越小，代表管子所產(chǎn)生的噪聲越小

　　·低頻噪聲系數(shù)是在低頻范圍內(nèi)測出的噪聲系數(shù)

　　·場效應(yīng)管的噪聲系數(shù)約為幾個分貝，它比雙極性三極管的要小

　　ir2110驅(qū)動mos管詳解

　　一、電機(jī)驅(qū)動模塊設(shè)計(jì)

　　1、H橋工作原理及驅(qū)動分析

　　要控制電機(jī)的正反轉(zhuǎn)，需要給電機(jī)提供正反向電壓，這就需要四路開關(guān)去控制電機(jī)兩個輸入端的電壓。H橋驅(qū)動原理等效原理圖圖如圖3-5所示，當(dāng)開關(guān)S1和S3閉合時，電流從電機(jī)左端流向電機(jī)的右端，設(shè)此時的旋轉(zhuǎn)方向?yàn)檎?；?dāng)開關(guān)S2和S4閉合時，電流從電機(jī)右端流向電機(jī)左端，電機(jī)沿反方向旋轉(zhuǎn)。

　　常用可以作為H橋的電子開關(guān)器件有繼電器，三極管，MOS管，IGBT管等。普通繼電器屬機(jī)械器件，開關(guān)次數(shù)有限，開關(guān)頻率上限一般在30HZ左右，而且繼電器內(nèi)部為感性負(fù)載，對電路的干擾比較大，但繼電器可以把控制部分與被控制部分分開，實(shí)現(xiàn)由小信號控制大信號，所以高壓控制中一般會用到繼電器。三極管屬于電流驅(qū)動型器件，設(shè)基極電流為IB，集電極電流為IC，三極管的放大系數(shù)為β，電源電壓VCC，集電極偏置電阻RC，如果IB*β》=IC，則三極管處于飽和狀態(tài)，可以當(dāng)作開關(guān)使用，集電極飽和電流IC=VCC/RC，由此可見集電極的輸出電流受到RC的限制，不適合應(yīng)用于電流要求較高的場合。MOS管屬于電壓驅(qū)動型器件，對于NMOS來說，只要VDS≥VGS-VT即可實(shí)現(xiàn)NMOS的飽和導(dǎo)通，MOS管開啟與關(guān)斷的能量損失僅是對柵極和源極之間的寄生電容的充放電，對MOS管驅(qū)動端要求不高，同時MOS端可以做到很大的電流輸出，因此一般用于需要大電流的場所。IGBT則是結(jié)合了三極管和MOS管的優(yōu)點(diǎn)制造的器件，一般用于高壓控制電路中。綜合考慮，本設(shè)計(jì)選用了4只NMOS管IRF3205組成H橋，其具有導(dǎo)通電阻RDS小，官方數(shù)據(jù)手冊顯示僅為8.0毫歐，電流ID可以達(dá)到110A等優(yōu)點(diǎn)。NMOS組成的H橋模型如圖3-6所示。

　　結(jié)合圖3-6來分析討論H的驅(qū)動問題。首先分析由Q1和Q4組成的通路，當(dāng)Q1和Q4關(guān)斷時，F(xiàn)點(diǎn)的電位處于“懸浮”狀態(tài)，即不確定電位，Q2和Q3也關(guān)斷。在打開Q4之前，先打開Q1，給Q1的G極12V的電壓，由于F點(diǎn)“懸浮”狀態(tài)，則F點(diǎn)可以是任何電平，不能保證前面說的柵極電壓高于源極電壓，這樣可能導(dǎo)致Q1打開失??；在打開Q4之后，嘗試打開Q1，在Q1打開之前，F(xiàn)點(diǎn)為低電位，給Q1的G極加上12V電壓，Q1打開，由于Q1飽和導(dǎo)通，F(xiàn)點(diǎn)的電平等于電源電壓，此時Q1的G極電壓小于Q1的S極電壓，Q1關(guān)斷，Q1打開失敗。Q2和Q3的情況與Q1和Q4相似。要打開由NMOS構(gòu)成的H橋的上管，必須處理好F點(diǎn)（也就是上管的S極）的“懸浮”問題。由于NMOS的S極一般接地，所有構(gòu)成H橋的上管S極稱為“浮地”。要使上管NMOS飽和打開，必須使上管的G極相對于浮地有10-15V的電壓差，所以本設(shè)計(jì)采用IR2110懸浮驅(qū)動NMOS管方案，可以有效的解決上管的S極的“懸浮”問題［1］。3.3.2前級PWM信號和方向控制信號邏輯處理電路設(shè)計(jì)分析

　　由于H橋控制MOS管的開關(guān)需要4路控制信號，對于由NMOS管組成H橋的一側(cè)而言，一般情況下，上下兩管共用一個控制信號，并且其中一只NMOS管的控制信號是將共用的控制信號反向得到的，如圖3-7所示，74HC14的作用是將輸入的控制信號反向作為下管的控制信號，從而保證上下兩個MOS管不會同時導(dǎo)通，那么對于一個完整的H橋就要2路PWM信號來控制電機(jī)的速度和正反轉(zhuǎn)，而且兩路PWM信號還必須保證同步且極性相反，對于低端單片機(jī)而言這一點(diǎn)不是很容易做到。

　　2、前級PWM信號和方向控制信號邏輯處理電路設(shè)計(jì)分析

　　由于H橋控制MOS管的開關(guān)需要4路控制信號，對于由NMOS管組成H橋的一側(cè)而言，一般情況下，上下兩管共用一個控制信號，并且其中一只NMOS管的控制信號是將共用的控制信號反向得到的，如圖3-7所示，74HC14的作用是將輸入的控制信號反向作為下管的控制信號，從而保證上下兩個MOS管不會同時導(dǎo)通，那么對于一個完整的H橋就要2路PWM信號來控制電機(jī)的速度和正反轉(zhuǎn)，而且兩路PWM信號還必須保證同步且極性相反，對于低端單片機(jī)而言這一點(diǎn)不是很容易做到。

　　本設(shè)計(jì)在上面所述的思想上做了改進(jìn)和延伸，通過一路PWM信號、一路DIR方向控制信號、74HC00、74HC08數(shù)字芯片，實(shí)現(xiàn)四路控制信號的輸出，上下兩管的邏輯控制信號具有有互鎖保護(hù)功能，從而保證同側(cè)橋臂的上下NMOS管不會同時導(dǎo)通造成能量浪費(fèi)甚至燒毀MOS管和電源。如圖3-8所示，HIN1、LIN1、HIN2、LIN2分別為兩側(cè)上下管的控制信號，HIN1、LIN1不能同時為1，HIN2、LIN2不能同時為1。DIR=1時，電機(jī)正轉(zhuǎn)，DIR=0時，電機(jī)反轉(zhuǎn)。當(dāng)DIR=1正轉(zhuǎn)時，LIN2恒為1，圖3-9中Q3始終導(dǎo)通，HIN1、LIN1通過PWM控制導(dǎo)通時間調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速，當(dāng)DIR=0反轉(zhuǎn)時，LIN1恒為1，圖3-9中Q4始終導(dǎo)通，HIN2、LIN2通過PWM控制導(dǎo)通時間調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速。DIR=0或1，兩橋臂下管始終導(dǎo)通，這也為自舉電容的快速充電提增加了一條回路，也就是說不管是正轉(zhuǎn)還是反轉(zhuǎn)，當(dāng)上管關(guān)閉時兩側(cè)下管可同時提供充電回路，而不是單側(cè)的下管，因?yàn)殡姍C(jī)阻抗的存在，起主要充電作用的還是單側(cè)的下管。當(dāng)PWMZ占空比為0時，LIN1、LIN2都為1時，兩側(cè)下管同時導(dǎo)通將電機(jī)兩端接地，這樣可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)快速制動。當(dāng)DIR=1時，HIN、LIN控制信號仿真圖和實(shí)際波形分別如圖3-10和圖3-11所示。

　　3、IR2110介紹及懸浮驅(qū)動電路設(shè)計(jì)分析

　　IR2110是美國IR推出的大功率MOSFET和IGBT專用驅(qū)動集成電路，已在電源變換、馬達(dá)調(diào)速等功率驅(qū)動領(lǐng)域中獲得了廣泛的應(yīng)用。該電路芯片體積小，集成度高，響應(yīng)快，偏值電壓高，驅(qū)動能力強(qiáng)，內(nèi)設(shè)欠壓封鎖，而且其成本低，易于調(diào)試，并設(shè)有外部保護(hù)封鎖端口。尤其是上管驅(qū)動采用外部自舉電容上電，使得驅(qū)動電源數(shù)目較其他驅(qū)動IC大大減小。對于4管構(gòu)成的H橋電路，采用2片IR2110驅(qū)動2個橋臂，僅需要一路10-20V電源。

　　如圖3-12所示為一側(cè)橋臂懸浮自舉電路，兩側(cè)對稱電路見附錄。C13為自舉電容，當(dāng)?shù)蛪狠敵龆舜蜷_（LIN=1）、高壓輸出端關(guān)閉（HIN=0）時，低壓側(cè)12V電源電壓經(jīng)D3、C13、負(fù)載、Q4和另一側(cè)Q3給C13充電，當(dāng)?shù)蛪狠敵龆岁P(guān)閉（LIN=0）、高壓輸出端打開（HIN=1）時，Q2管的柵極靠C13上足夠的儲能來驅(qū)動，從而在邏輯信號的控制下循環(huán)往復(fù)，從而實(shí)現(xiàn)NMOS管的懸浮自舉驅(qū)動。若負(fù)載阻抗較大，自舉電容經(jīng)負(fù)載降壓充電較慢，使得Q4關(guān)斷、Q2開通時，自舉電容上的電壓仍充電達(dá)不到自舉電壓8．3V以上時，輸出驅(qū)動信號會因欠壓被邏輯封鎖，Q2就無法正常工作。所以，要么選用小容量電容，以提高充電電壓；要么為自舉電容提供快速充電通路。

　　由于Q4每開關(guān)一次，C13就通過Q4充電一次，因此自舉電容C13的充電還與輸入信號HIN、LIN的PWM脈沖頻率和占空比有關(guān)，當(dāng)PWM工作頻率過低時，若Q2導(dǎo)通脈寬較窄，自舉電壓8．3V容易滿足；反之無法實(shí)現(xiàn)自舉。因此要合理設(shè)置PWM開關(guān)頻率和占空比調(diào)節(jié)范圍，并且PWM的占空比不能達(dá)到100%，否則無法給自舉電容充電，也就無法自舉驅(qū)動。通過實(shí)驗(yàn)自舉電容和自舉二極管的選擇應(yīng)考慮以下幾點(diǎn)：

　?。?）自舉電容的選擇與PWM的頻率有關(guān)，頻率高，自舉電容應(yīng)該選擇小一點(diǎn)的；

　?。?）自舉電容的種類最好是鉭電容，本設(shè)計(jì)選用的是1uF的鉭電容和一只0.1uF的獨(dú)石電容并聯(lián)；

　　（3）盡量使自舉回路上不經(jīng)過大阻抗負(fù)載，這樣就要為自舉電容充電提供快速充電通路；

　　（4）對于占空比調(diào)節(jié)較大的場合，特別是在高占空比時，Q4開通時間較短，自舉電容應(yīng)該選擇小點(diǎn)的；

　?。?）自舉二極管能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選用漏電流小的快恢復(fù)二極管（高頻），本設(shè)計(jì)選用的是IN4148。

　　由于驅(qū)動器和MOSFET柵極之間的引線、地回路的引線等所產(chǎn)生的電感，以及IC和FET內(nèi)部的寄生電感，在開啟時會在MOSFET柵極出現(xiàn)振鈴現(xiàn)象，一方面增加MOSFET的開關(guān)損耗，同時EMC方面不好控制。在MOSFET的柵極和驅(qū)動IC的輸出之間串聯(lián)一個電阻，如圖3-12中R6、R8，這個電阻稱為“柵極電阻”，其作用是調(diào)節(jié)MOSFET的開關(guān)速度，減少柵極出現(xiàn)的振鈴現(xiàn)象，減小EMI，也可以對柵極電容充放電起限流作用。該電阻的引入減慢了MOS管的開關(guān)速度，但卻能減少EMI，使柵極穩(wěn)定。同時MOS管的關(guān)斷時間要比開啟時間慢（開啟充電，關(guān)斷放電），因此就要改變MOS管的關(guān)斷速度，可以在柵極電阻上反向并聯(lián)一個二極管，如圖3-12中D5、D7，當(dāng)MOS管關(guān)斷時，二極管導(dǎo)通，將柵極電阻短路從而減少放電時間，使MOS管實(shí)現(xiàn)快速放電，確保上下橋臂MOS管不會同時導(dǎo)通。

　　因電機(jī)是感性負(fù)載，在H橋的輸出端、正極到電機(jī)外殼、負(fù)極到電機(jī)外殼分別接一個0.1uF的小電容，可以起到換向時消除火花的作用保護(hù)電機(jī)。同時在局部供電部分加一個去藕電容以保證電源穩(wěn)定，如圖3-12中C7。

　　驅(qū)動模塊在設(shè)計(jì)時除考慮到做電機(jī)驅(qū)動用，還可以擴(kuò)展應(yīng)用為直流數(shù)控電源，如圖3-12所示，做電機(jī)驅(qū)動時電感L1用導(dǎo)線短接，C15、C17、R10、R11空缺不管，當(dāng)做直流數(shù)控電源電感L1、C15、C17組成LC濾波電路，對脈沖信號進(jìn)行濾波，同時電感L1還起著續(xù)流儲能作用，R10、R11構(gòu)成反饋回路，將實(shí)時電壓信號反饋給MCU，MCU再控制PWM信號的輸出，這樣可以實(shí)現(xiàn)閉環(huán)的數(shù)控電源。

　　二、系統(tǒng)電源電路設(shè)計(jì)分析

　　本系統(tǒng)所需的電源有5V、12V、16V，其中5V用于單片機(jī)、液晶、驅(qū)動芯片，12V用于IR2110S驅(qū)動芯片的低端電源電壓，16V是電機(jī)驅(qū)動電源，整個系統(tǒng)采用16V供電。5V和12V分別采用78M05和78M12三端穩(wěn)壓芯片經(jīng)過16V穩(wěn)壓提供。78MXX三端穩(wěn)壓集成芯片芯片采用TO-252DPAK封裝，最大輸出電流500mA，滿足系統(tǒng)要求。78MXX最大輸入電壓35V，具有過流過熱短路保護(hù)功能。由于5V由16V穩(wěn)壓得到，壓差較大△U=16-5=11V，假如系統(tǒng)5V電源輸出電流I≈300mA，將會導(dǎo)致大量的能量浪費(fèi)，△P=△U*I≈3.3W，所以為降低能量損耗，保護(hù)穩(wěn)壓芯片延長使用壽命，本設(shè)計(jì)將驅(qū)動電路5V電源和單片機(jī)及LCD顯示部分5V電源分開，分別用一片78M05供電，同時取消LCD背光功能，以減小電流降低功耗。電源模塊電路原理圖如圖3-13所示。