一種中速高精度模擬電壓比較器的設(shè)計

　　1 引言

　　在A／D轉(zhuǎn)換器中，比較器重要性能指標(biāo)是工作速度、精度、功耗、輸入失調(diào)電壓、正反饋時產(chǎn)生的回程噪聲等，這些指標(biāo)影響和制約著整個A／D轉(zhuǎn)換器的性能。高速比較器速度較快，一般采用鎖存器(Latch)結(jié)構(gòu)，但是失調(diào)和回程噪聲較大，精度在8位以下，用于閃爍(Flash)、流水線(Pipeline)型等高速A/D轉(zhuǎn)換器。高精度比較器可分辨小電壓，但速度相對較慢，一般采用多級結(jié)構(gòu)，且較高的精度決定失調(diào)校準(zhǔn)的必要性。這里設(shè)計的比較器是用于輸入范圍2．5 V、速度1 MS／s、精度12位的逐次逼近型A／D轉(zhuǎn)換器，為了滿足A／D轉(zhuǎn)換器的性能指標(biāo)，則需采用中速高精度的比較器。

　　2 比較器的設(shè)計

　　由于該比較器用于輸入電壓2．5 V、速度1 MS／s、精度12位的逐次逼近型A／D轉(zhuǎn)換器，因此比較器的精度至少應(yīng)達到1／2 LSB，即0．3 mV的電壓，速度高于12 MHz，并且需要考慮一定的設(shè)計余量，所以暫定指標(biāo)為精度O．2 mV、速度20 MHz。該中速高精度的比較器通常采用多級結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。在利用鎖存器速度高、功耗小等優(yōu)點的基礎(chǔ)上，采用3級前置放大器組成的預(yù)放大級提高精度；采用輸入失調(diào)儲存與輸出失調(diào)儲存技術(shù)相結(jié)合的辦法降低甚至抵消失調(diào)的影響；采用共源共柵、源隨器結(jié)構(gòu)的前置放大器和鎖存器的時鐘控制來抑制回程噪聲的影響；采用數(shù)字觸發(fā)電路獲得高性能的數(shù)字輸出信號。需要注意的是必須準(zhǔn)確處理好比較器的各個工作階段，使其各部分協(xié)調(diào)工作，降低相互之間的干擾，以達到最優(yōu)的性能。

　　2．1 總體結(jié)構(gòu)與失調(diào)校準(zhǔn)技術(shù)

　　圖1為比較器電路的總體結(jié)構(gòu)框圖。采用3級電容耦合的前置放大器加鎖存比較器的結(jié)構(gòu)，其中耦合電容可用于失調(diào)儲存，開關(guān)用于控制比較器工作。

　　暫不考慮鎖存比較器的時鐘控制以及整個電路的復(fù)位工作，該比較器工作大致分為2階段：首先是失調(diào)校準(zhǔn)階段，S1斷開，S2閉合，使預(yù)放級1的正負(fù)輸入端連接在中間電壓Vcm上，同時，S3～S6閉合，這樣預(yù)放級1的輸出失調(diào)電壓就存儲在C1、C2上，預(yù)放級2和預(yù)放級3的輸入失調(diào)電壓則分別存儲于C1、 C2和C3、C4；然后是比較階段，S1閉合，S2～S6斷開，比較器開始比較Vcm和Vin，由于預(yù)放級1～3的失調(diào)電壓絕大部分存儲在電容C1～C4 上，因此失調(diào)電壓相互抵消，同時由于3級前置放大器增益的存在，鎖存比較器失調(diào)電壓的影響也減小相應(yīng)倍數(shù)。

　　假設(shè)預(yù)放級1～3和鎖存比較器的失調(diào)電壓分別是Vos1、Vos2、Vos3、VosL，預(yù)放級1～3的增益分別為A1、A2、A3，開關(guān)S3、S4和 S5、S6注入到電容上的電荷失配量分別為△Q3,4、△Q5,6電容C1～C4的電容量都為C，則使用失調(diào)校準(zhǔn)技術(shù)后，比較器的殘余輸入失調(diào)將為：

　　從式(1)看出，要達到0．2 mV的分辨率，還應(yīng)根據(jù)鎖存器的失調(diào)電壓確定前置放大器的增益。由于鎖存器的失調(diào)電壓通常不會超過100 mV，因此總增益可確定為500。然后再來考慮增益分配問題。預(yù)放級1需要將0．2 mV的小信號輸入迅速放大，所以預(yù)放級1的帶寬要大。在一定增益帶寬積的前提下。意味著增益要小，同時預(yù)放級1采用輸出失調(diào)存儲的失調(diào)校準(zhǔn)技術(shù)，也要求預(yù)放級1增益要小，以避免因放大后的輸入失調(diào)在電容C1、C2上飽和而達不到消除失調(diào)的效果。同時，預(yù)放級2、3采用輸出失調(diào)存儲的失調(diào)校準(zhǔn)技術(shù)，輸入的信號幅度也較大，因此可采用較大的增益。最終確定預(yù)放級1的增益約為5，預(yù)放級2、3的增益約為10。

　　2．2 比較器第一級的結(jié)構(gòu)

　　由于第一級前置放大器需將0．2 mV的小信號輸入迅速放大，同時采用輸出失調(diào)存儲的失調(diào)校準(zhǔn)技術(shù)，這就要求它具有高帶寬和低增益特點。因此，預(yù)放級1可以采用二極管連接成PMOS作負(fù)載的差分運放結(jié)構(gòu)，同時考慮本級也是整個高精度模擬電壓比較器的輸入極，它的噪聲性能也對比較器的精度有影響，因此輸入則采用共源共柵(Cascode)的結(jié)構(gòu)，這可將回程噪聲減小gm3,4/gm5,6倍，這在比較器一端固定電位，另一端作輸入應(yīng)用的情況下尤其重要，最后再加入一個源隨器作為輸出級，既可調(diào)節(jié)后級放大器的輸入直流電平達到最佳值，又可起到隔離的效果改善噪聲性能。預(yù)放級1的電路如圖2所示(后接的源隨器未畫出)。

　　假設(shè)電路是完全對稱的結(jié)構(gòu)，則整個電路的增益A1約為：

　　該值一般都在10以下，考慮到帶寬要求和電容上失調(diào)電壓飽和的問題，最終確定其取值約為5。同時，在輸出端Out+與Out-之間加入復(fù)位開關(guān)，在每個比較周期的最初，由復(fù)位信號控制開關(guān)閉合。將預(yù)放級1復(fù)位，加快比較速度。

　　2．3 比較器第二、三級的結(jié)構(gòu)

　　預(yù)放級2與預(yù)放級3采用相同的電路結(jié)構(gòu)，為了增加放大器的增益，它在預(yù)放級1的電路基礎(chǔ)上加入了2個交叉的PMOS管VM7、VM8，在電路中引人了弱正反饋機制，但縮減了帶寬。由于預(yù)放級2的輸入信號比預(yù)放級3小。設(shè)計時也可適當(dāng)增大預(yù)放級2的電流，有助于提高比較速度。其電路如圖3所示(后接的源隨器未畫出)。

　同樣假設(shè)電路是完全對稱的，則通過弱反饋補償后，電路的增益約為：

　　需要注意的是，遲滯比較器也是采用如圖3所示的電路結(jié)構(gòu)，所不同的是遲滯比較器使用了強正反饋機制。兩者的區(qū)別就在于交叉的PMOS管VM7、VM8引入的電流相對于PMOS管VM5、VM6的電流的大小不同。當(dāng)PMOS管VM7、VM8的電流大于PMOS管VM5、VM6的電流時，整個電路呈正反饋狀態(tài)；反之，電路中的正反饋不足以抵消負(fù)反饋，整個電路呈負(fù)反饋狀態(tài)。由于電路在大信號分析中PMOS管VM5～VM8的過載電壓是相同的，因此它們的電流和寬長比成正比，故VM5的寬長比一定要大于VM7的寬長比才能實現(xiàn)弱正反饋。

　　2．4 鎖存比較器與數(shù)字觸發(fā)電路

　　鎖存器實際上就是2個反相器首尾互連，由于利用反相器的正反饋的機制，輸出信號與時間呈正指數(shù)關(guān)系變化，因此可將輸入的小信號差量迅速放大到數(shù)字可識別的電平。同時，鎖存器具有低功耗特點，因為它在一段時間內(nèi)是不工作的，此時干路的開關(guān)被切斷，因此無電流，功耗降低。然而，正是由于這樣的工作特點。使鎖存器工作時的輸出狀態(tài)并未持續(xù)一個時鐘周期，為了串行數(shù)字輸出正確以及給D／A轉(zhuǎn)換器提供正確的置位信號，再生放大器后面應(yīng)加適當(dāng)?shù)挠|發(fā)電路，以便在再生放大器工作期間正確輸出持續(xù)時間為一個周期的比較結(jié)果。因此，設(shè)計出如圖4所示的電路。

　　當(dāng)φ為低電平時，輸入信號In+和In-與鎖存器接通，而鎖存器與電源、地相連的開關(guān)均斷開，鎖存器處于感應(yīng)輸入信號階段；同時，在數(shù)字觸發(fā)電路中，高電平φ/使得開關(guān)管VMN7、VMN8導(dǎo)通接地，此時，低電平φ//分別通過VMP4、VMN4組成的反向器和VMP6、VMN6組成的反向器分別到達2個與非門的輸入端并將其值置為高電平1，使得后級的數(shù)字RS觸發(fā)器呈保持狀態(tài)，持續(xù)保持輸出不變。

　　當(dāng)φ為高電平時，輸入信號In+和In-與鎖存器斷開，而鎖存器與電源、地相連的開關(guān)接通，鎖存器處于正反饋工作段，輸出信號Out+、Out-與時間呈正指數(shù)關(guān)系變化，使輸出迅速達到電源電壓或低電平，直接滿足數(shù)字輸出要求；同時，在數(shù)字觸發(fā)電路中，低電平φ/使得開關(guān)管VMN7、VMN8關(guān)斷，高電平 φ//別使VMP4、VMP6關(guān)斷和VMN4、VMN6導(dǎo)通，因此，此時2個與非門的輸入端便分別成為了由VMP3、VMN3組成的反向器和VMP5、 VMN5組成的反向器的輸出端，其取值直接由反向器的輸入Out+、Out-決定．使得后級的數(shù)字RS觸發(fā)器根據(jù)輸入的變化而變化，得到正確輸出。

　　3 比較器的工作時序與仿真

　　考慮到要最大限度降低鎖存器和數(shù)字觸發(fā)電路部分對前面的模擬電路部分產(chǎn)生的干擾，以及使比較器在每個比較周期完成后迅速復(fù)位，必須使用復(fù)位控制。該比較器工作過程依次分為失調(diào)校準(zhǔn)和比較兩個階段。比較階段由數(shù)個比較周期組成，在每個比較周期開始時(除了失調(diào)校準(zhǔn)結(jié)束后的第一個比較周期)，預(yù)放級1～3和鎖存器在復(fù)位信號rst的作用下進行復(fù)位操作；在每個比較周期結(jié)束時，鎖存器在鎖存信號西作用下鎖存放大信號。

　　仿真中使用Hspice進行瞬態(tài)仿真驗證，為了降低比較器功耗和干擾，設(shè)定鎖存信號φ的有效信號占空比為1：8，要達到20 MHz的速度，則鎖存信號的周期應(yīng)為50 ns。為此。設(shè)定Vcm=1．2 V，而Vin每50 ns變化一次，從0 ns到250 ns分別為1．2 V，1．200 2 V，1．199 8 V，2 V，1．199 8 V，其中，0～50 ns期間，比較器處于失調(diào)校準(zhǔn)階段，之后每個比較周期為50 ns。

　　當(dāng)預(yù)放級1～3無輸入失調(diào)，存在20 mV輸入失調(diào)時，比較器的仿真結(jié)果分別如圖5和圖6所示，其中西為鎖存信號，rst為復(fù)位信號，Out為比較器輸出，Vo3+、Vo3-為預(yù)放級3的輸出信號。由仿真結(jié)果知，比較器在上述的Vcm和Vin的輸入下，能夠在20 MHz的輸人信號頻率下準(zhǔn)確輸出結(jié)果。因此，該比較器既能夠準(zhǔn)確的識別0．2 mV的小信號，也能在0．8 V的大信號輸入下具有很強恢復(fù)能力。而當(dāng)預(yù)放級1～3都有20 mV輸入失調(diào)時，從圖5看出，預(yù)放級3的輸出會在復(fù)位信號后產(chǎn)生波動，但由于使用了恰當(dāng)?shù)氖д{(diào)校準(zhǔn)技術(shù)，波動后的信號依然能夠快速復(fù)位，比較器依然能夠準(zhǔn)確有效地辨別電壓。也就是說，20 mV輸入失調(diào)并沒有淹沒小至0．2 mV的小信號輸入差值，失調(diào)校準(zhǔn)技術(shù)取得預(yù)期效果。

　　4 結(jié)束語

　　在傳統(tǒng)的多級結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)中速高精度模擬電壓比較器。通過仿真，比較器達到各項預(yù)定指標(biāo)，在20 mV輸入失調(diào)下精度達到0．2 mV，速度20 MHz，功耗約1 mW。