為在功率管漏極端獲得圖1所示的兩種模式放大器的所需波形，需要對(duì)漏極輸出端的所有諧波阻抗進(jìn)行控制。通過式(1)和式(2)可以看出，要實(shí)現(xiàn)F類功率放大器需要的方波電壓和半正弦波電流，需要在漏極端實(shí)現(xiàn)電壓的奇次諧波疊加，電流的偶次諧波疊加。同理，通過式(6)和式(7)可以看出，要實(shí)現(xiàn)逆F類功率放大器需要的半正弦波電壓和方波電流，需要在漏極端實(shí)現(xiàn)電壓的偶次諧波疊加，電流的奇次諧波疊加，可以通過在輸出端加入整形電路實(shí)現(xiàn)。F類功率放大器的輸出端電路要滿足式(12)，逆F類功率放大器的輸出端電路要滿足式(13)。

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　　然而，在現(xiàn)實(shí)應(yīng)用中對(duì)所有諧波進(jìn)行控制顯然不可能，一般在工程應(yīng)用中，只要控制好二次和三次諧波即可?？刂聘嗟闹C波就會(huì)增加電路的復(fù)雜性，也不會(huì)對(duì)性能有明顯提高。F類輸出端整形電路如圖3所示，逆F類輸出端整形電路如圖4所示，通過整形二、三次諧波阻抗分別滿足F類與逆F類功率放大器的阻抗要求。采用電磁仿真軟件對(duì)功率管和整形電路整體進(jìn)行負(fù)載牽引設(shè)計(jì)，找出在輸出端基波的最優(yōu)輸出阻抗值。通過后端的附加匹配網(wǎng)絡(luò)將整體電路匹配到50Ω標(biāo)準(zhǔn)阻抗。

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　　3 仿真結(jié)果分析

　　根據(jù)上述電路結(jié)構(gòu)分別設(shè)計(jì)F類和逆F類功率放大器，功率管采用Cree公司的45 W GaN功率管CGH40045，其導(dǎo)通電阻Ron=0.3 Ω。為對(duì)兩種功率放大器效率做出客觀真實(shí)的比較，各方面參數(shù)應(yīng)盡量保持一致，基板均采用Rogers公司的R05870，基板厚度為0.79 mm。工作偏置點(diǎn)選為VDS=28 V，VGS=-2.5 V，工作頻率1.5 GHz。

　　圖5和圖6為F類功率放大器與逆F類功率放大器增益和輸出功率隨輸入功率變化的曲線。圖5為兩者的增益圖，從圖中可以看出，兩者的增益基本相等，線性區(qū)增益約為16.5 dBm。圖6為兩者的輸出功率，從圖中可以看出，兩者的輸出功率變化曲線基本吻合，最大輸出功率約為55 W，在P1dB點(diǎn)處輸出功率約為45W。

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　　在增益和輸出功率相等的前提下，進(jìn)行漏極效率的比較，圖7為F類功率放大器和逆F類功率放大器，工作在1.5 GHz時(shí)的漏極效率隨輸入功率變化的曲線。由圖中曲線可以看出，逆F類功率放大器在輸入40 dBm時(shí)，漏極效率達(dá)到最大值91.8%，同時(shí)F類功率放大器的漏極效率為89.3%。從圖2可以看出，當(dāng)Ron為0.3 Ω時(shí)，逆F類效率為96%，F(xiàn)類效率為93.6%。由于現(xiàn)實(shí)中無法實(shí)現(xiàn)理想的方波和半正弦波信號(hào)，因此仿真結(jié)果與計(jì)算結(jié)果有一定差異，但兩種模式之間的效率差異基本相等，證實(shí)了理論計(jì)算和仿真是一致的。

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　　4 結(jié)束語

　　通過理論計(jì)算得出，在相同的工作偏置點(diǎn)和輸出功率下，因?yàn)楣β使軐?dǎo)通電阻的存在，逆F類功率放大器比F類功率放大器有更高的效率，并且隨著導(dǎo)通電阻Ron的增加，這種差異也隨之?dāng)U大。而針對(duì)GaN功率管CGH40045，分別設(shè)計(jì)了工作頻率在1.5 GHz的逆F類功率放大器和F類功率放大器，仿真結(jié)果與理論分析一致。