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D功放是基于脈沖寬度調(diào)制技術(shù)的開關(guān)放大器，包括脈沖寬度調(diào)制器（幾百千赫茲開關(guān)頻率），功率橋電路，低通濾波器。本文從構(gòu)成、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)比、MOSFET的選擇與功率損耗、失真和噪音產(chǎn)生、音頻性能等D類音頻功率放大器設(shè)計(jì)有關(guān)的基礎(chǔ)問題作分析，并例舉D類功率放大器參考設(shè)計(jì)。
1、 D類功放基本構(gòu)成
目前有很多種不同種類的功放，如：A類、B類、AB類等。但D類功放與其不同的是基本是一個(gè)開關(guān)功放或者是脈寬調(diào)制功放。為此，主要將對(duì)說明這類D類功放作以說明。
在這種D類功放中，器件要么完全導(dǎo)通，要么完全關(guān)閉，大幅度減少了輸出器件的功耗，效率達(dá)90-95%都是可能的。音頻信號(hào)是用來調(diào)制PWM載波信號(hào)，其載波信號(hào)可以驅(qū)動(dòng)輸出器件，用最后的低通濾波器去除高頻PWM載波頻率。
眾所周知， A類、B類和AB類功放均是線形功放，那么D類功放與它們究竟有什么不同？我們首先應(yīng)作討論。圖1是D功放原理框圖，在一個(gè)線性功放中信號(hào)總是停留在模擬區(qū)，輸出晶體管（器件）擔(dān)當(dāng)線性調(diào)整器來調(diào)整輸出電壓。這樣在輸出器件上存在著電壓降，其結(jié)果降低了效率。
而D類功放采用了很多種不同的形式，一些是數(shù)字輸入，還有一些是模擬輸入，在這里我們將集中討論一下模擬輸入。
上面圖1顯示的是半橋D類功放的基本功能圖，其中給出了每級(jí)的波形。電路運(yùn)用從半橋輸出的反饋來補(bǔ)償母線電壓的變化。那末D類功放是如何工作的呢？D類功放的工作原理和PWM的電源是相同的，我們假設(shè)輸入信號(hào)是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的音頻信號(hào)，而這個(gè)音頻信號(hào)是正弦波，典型頻率從20Hz到20kHz范圍。這個(gè)信號(hào)和高頻三角或鋸齒波形相比可以產(chǎn)生PWM信號(hào)，見圖2a中所示。這個(gè)PWM信號(hào)被用來驅(qū)動(dòng)功率級(jí)，產(chǎn)生放大的數(shù)字信號(hào)，最后一個(gè)低通過濾波器被用在這個(gè)信號(hào)上來濾掉PWM載波頻率，重新得到正弦波音頻信號(hào)，見圖2b中所示。
2、 從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)比-看線性和D類不同
值此將討論線性功放（A類和AB類）和D類數(shù)字功放的不同之處。這兩者之間主要的不同是效率，這也是為什么要發(fā)明D類功放的原因。線性功放就其性能而言具有固有的線性，但是即使是AB功放其效率也只有50%，而D類功放的效率很高，在實(shí)際的設(shè)計(jì)中達(dá)90%。
增益-線性功放增益不受母線電壓影響而變化，然而D類功放的增益是和母線電壓成比例的。這就意味著D類功放的電源抗擾比率是0dB，而線性的PSRR（電源供應(yīng)抑制比率）就很好。在D類功放中普遍用反饋來補(bǔ)償母線電壓變化。
能量流向-在線性功放中，能量是從電源到負(fù)載，雖然在全橋D類功放中也是這樣，但半橋D類功放還是不同的，因?yàn)槟芰靠梢噪p向流動(dòng)而導(dǎo)致“母線電壓提升”現(xiàn)象產(chǎn)生，這樣會(huì)造成母線電容被從加載來的能量充電。這個(gè)主要發(fā)生在低頻上，如低于100Hz是這樣。
3、 D類功放與Buck降壓轉(zhuǎn)換器類拓?fù)洳町?/p>
在D類功放和同步降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)湓碜魅鐖D3所示。這兩個(gè)電路之間的主要不同有三：其一、對(duì)于同步降壓轉(zhuǎn)換器，其基準(zhǔn)電壓來自反饋電路的慢慢變化的穩(wěn)定電壓;而D類功放的參考信號(hào)是一個(gè)不斷變化的音頻信號(hào)。也就是說，同步降壓轉(zhuǎn)換器的占空比是相對(duì)穩(wěn)定的，而D類以圍繞50%占空比不斷地改變。其二、在同步降壓轉(zhuǎn)換器中負(fù)載電流的方向總是朝著負(fù)載，即電感電流為單向，見圖3左所示。但是在D類功放中電流是朝著兩個(gè)方向的，即電感電流為雙向，見圖3右所示。最后的不同是MOSFET的優(yōu)化方式。同步降壓轉(zhuǎn)換器對(duì)于高低端的晶體管有著不同的優(yōu)化，較長的周期需要較低的Rds（on），而較短的周期需要低的Qg（柵極電荷），即兩個(gè)開關(guān)作用不同。但D類功放對(duì)兩個(gè)MOSFET有著相同的優(yōu)化方式。高低端器件有相同的Ras（on），即兩個(gè)開關(guān)作用相同。
4、 D類功放中MOSFET的選擇
在功放中要達(dá)到高性能的關(guān)鍵因素是功率橋電路中的開關(guān)。在開關(guān)過程中產(chǎn)生的功率損耗、死區(qū)時(shí)間和電壓、電流瞬時(shí)毛刺等都應(yīng)該盡可能的最小化來改善功放的性能。因此，在這種功放中開關(guān)要做到低的電壓降，快速的開關(guān)時(shí)間和低雜散電感。
由于MOSFET開關(guān)速度很快，對(duì)于這種功放它是你最好的選擇。它是一個(gè)多數(shù)載流子器件，相對(duì)于IGBT和BJT它的開關(guān)時(shí)間比較快，因而在功放中有比較好的效率和線性度。而MOSFET的選擇是基于功放規(guī)格而定。因而在選擇器件以前要知道輸出功率和負(fù)載阻抗（如100W 8Ω），功率電路拓?fù)洌ㄈ绨霕蛄夯蛉珮颍?，調(diào)制度（如89%—90%）。
5、 MOSFET中的功率損耗
功率開關(guān)中的損失在AB線性功放和D類功放之間是截然不同的。首先看一下在線性AB功放中的損耗，其損耗可以定義如下：
K是母線電壓與輸出電壓的比率。
對(duì)于線性功放功率器件損耗，可以簡(jiǎn)化成下面的公式：
需要說明的是AB功放功率損耗與輸出器件參數(shù)無關(guān)。
現(xiàn)在一起看一下D類功放的損失，在輸出器件中的全部損耗如下：
Ptotal=Psw+Pcond+Pgd
Psw是開關(guān)損耗
Pcond是導(dǎo)通損耗，
Pgd是柵極驅(qū)動(dòng)損耗
從上式可看于D類功放的輸出損耗是根據(jù)器件的參數(shù)來定的，即基于Qg（柵極電荷）、Rds（on）（靜態(tài)漏源通態(tài)電阻）、Coss（MOSFET的輸出電容）和tf（MOSFET下降時(shí)間），所以減少D類功放損耗應(yīng)有效選擇器件，圖4是D類功放的功率損耗和K的函數(shù)關(guān)系。
6、 半橋和全橋結(jié)構(gòu)拓?fù)涞膶?duì)比
和普通的AB類功放相似，D類功放可以歸類成兩種拓?fù)?，分別是半橋和全橋結(jié)構(gòu)。每種拓?fù)涠几饔欣住：?jiǎn)而言之，半橋簡(jiǎn)單，而全橋在音頻性能上更好一些，全橋拓?fù)湫枰獌蓚€(gè)半橋功放，這樣就需要更多的元器件。盡管如此，橋拓?fù)涞墓逃胁罘州敵鼋Y(jié)構(gòu)可以消除諧波失真和直流偏置，就像在AB功放中一樣。一個(gè)全橋拓?fù)湓试S用更好的PWM調(diào)制方案，比如量化幾乎沒有錯(cuò)誤的三水平PWM方案。
在半橋拓?fù)渲?，電源面臨從功放返回來的能量而導(dǎo)致嚴(yán)重的母線電壓波動(dòng)，特別是當(dāng)功放輸出低頻信號(hào)到負(fù)載時(shí)。能量回流到電源是D類功放的一個(gè)基本特性。在全橋中的一個(gè)臂傾向于消耗另一個(gè)臂的能量。所以就沒有可以回流的能量。
7、 不完美失真和噪音產(chǎn)生
一個(gè)理想的D類功放沒有失真，在可聽波段沒有噪音且效率足100%。然而，實(shí)際的D類功放并不完美并且會(huì)有失真和噪音。其不完美是由于D類功放產(chǎn)生的失真開關(guān)波形造成的。原因是：
*從調(diào)制器到開關(guān)級(jí)由于分辨率限制和時(shí)間抖動(dòng)而導(dǎo)致的PWM信號(hào)中的非線性。
*加在柵極驅(qū)動(dòng)上的時(shí)間誤差，如死區(qū)時(shí)間，開通關(guān)斷時(shí)間，上升下降時(shí)間。
*開關(guān)器件上的不必要特征，比如限定電阻，限定開關(guān)速度或體二極管特征。
*雜散參數(shù)導(dǎo)致過度邊緣的震蕩。
*由于限定的輸出電阻和通過直流母線的能量的反作用而引起得電源電壓波動(dòng)
*輸出LPF中的非線性。
一般來講，在柵極信號(hào)中的開關(guān)時(shí)間誤差是導(dǎo)致非線性的主要原因。特別是死區(qū)時(shí)間嚴(yán)重影響了D類功放的線性。幾十納秒少量的死區(qū)時(shí)間很容易就產(chǎn)生1%以上的THD（總諧波失真），見圖5（c）所示。
8、 死區(qū)時(shí)間（見圖5（a）所示是如何影響非線性的）
其圖5（a）（b）（c）為死區(qū)時(shí)間（或稱延時(shí)時(shí)間）對(duì)失真的影響示意圖。D類輸出級(jí)中的工作模式可以根據(jù)輸出波形如何跟隨輸入時(shí)間可歸類成三個(gè)不同的區(qū)域。在這三個(gè)不同的工作區(qū)，輸出波形跟隨高低端輸入信號(hào)的不同邊緣而變化的。
讓我們檢查一下第一個(gè)操作區(qū)（見圖5c所示High side edges），在這里電流比電感器波紋電流還大時(shí)，輸出電流就從D類功放流向負(fù)載。高端器件在低端器件開通之前關(guān)斷，輸出節(jié)點(diǎn)就會(huì)被轉(zhuǎn)到負(fù)母線。這個(gè)過程與低端器件開通時(shí)間無關(guān)，它是通過從解調(diào)電感的換向電流自動(dòng)造成的。因此輸出波形與嵌入到低端器件開通前的死區(qū)時(shí)間無關(guān)。因此PWM波形只被嵌入到高端柵極信號(hào)的死區(qū)短路了，而造成所希望的輸入占空比的輕微電壓增益降低。
有個(gè)相似的情況發(fā)生在負(fù)工作區(qū)（見圖5c所示Low side edges），輸出電流從加載流向D類功放。電流高于電感波紋電流。在這種情況下，輸出波形的時(shí)間并沒有受嵌入高端開通沿的死區(qū)時(shí)間的影響，而總是允許低端輸入時(shí)間。因此，PWM波形只被嵌入到低端器件柵極信號(hào)的死區(qū)時(shí)間短路。
在以前描述的兩個(gè)操作模式中存在一個(gè)區(qū)域，在這個(gè)區(qū)域中輸出時(shí)間與死區(qū)時(shí)間是獨(dú)立的。當(dāng)輸出電流小于電感波紋電流時(shí)，輸出時(shí)間跟隨每個(gè)輸入的關(guān)斷沿。因?yàn)樵谶@個(gè)區(qū)域，是ZVS（零電壓開關(guān)）操作狀態(tài)（見圖5c所示Falling edges），因此在中間區(qū)域就不會(huì)有失真。
當(dāng)輸出電流隨著音頻輸入信號(hào)的不同而變化時(shí)，D類功放將改變它的操作區(qū)，這樣每個(gè)都會(huì)有細(xì)小的不同增益。在音頻信號(hào)的周期中的這三個(gè)不同區(qū)域增議會(huì)歪曲輸出波形。
圖5（b）顯示的是死區(qū)時(shí)間如何影響THD性能的。一個(gè)40nS死區(qū)時(shí)間可以產(chǎn)生2%的THD。這個(gè)可以通過減小死區(qū)時(shí)間到15nS提高到0.2%。這個(gè)標(biāo)志著更好線性與高低端開關(guān)器件轉(zhuǎn)換過程的重要性。
9、 音頻性能測(cè)量
有著AESl7網(wǎng)絡(luò)過濾器的音頻測(cè)量儀器是很必需的。當(dāng)然，像傳統(tǒng)音頻分析器HP8903B，加上合適的前級(jí)低通濾波器也可以使用。在這里需要重要考慮的是D類功放的輸出信號(hào)在其波形上仍然含有大量的開關(guān)載波頻率，這樣就造成錯(cuò)誤的讀取。這些分析器也許很難防止D類功放的載波泄露。
10、防止直通
盡管如此，一個(gè)狹窄的死區(qū)時(shí)間在大量生產(chǎn)中是很危險(xiǎn)的。因?yàn)橐坏└叩投司w管被同時(shí)打開，那么直流母線的電壓就會(huì)被晶體管短路，大量的直通電流將開始流動(dòng)，這便會(huì)導(dǎo)致器件損壞。我們應(yīng)該注意到有效的死區(qū)時(shí)間對(duì)每個(gè)功放是不同的，與元件參數(shù)和芯片溫度有關(guān)。對(duì)于一個(gè)D類功放的可靠設(shè)計(jì)來講確保死區(qū)時(shí)間總是正的而決不是負(fù)的來防止晶體管進(jìn)入直通，這是非常重要的。
11、關(guān)于電源吸收能量
另外一個(gè)在D類功放中引起明顯降額的原因是母線充電，當(dāng)半橋拓?fù)湓诮o負(fù)載輸出低頻時(shí)可以看到。要時(shí)刻記住，D類功放的增益與母線電壓直接成比例關(guān)系。因此，母線電壓波動(dòng)產(chǎn)生失真，而D類功放中的電流流動(dòng)是雙向的，則就存在了從功放返回到電源時(shí)期。大量流回到電源的能量來自于輸出LPF的電感存儲(chǔ)的能量。通常，電源沒有辦法吸收從負(fù)載回流過來的能量。因此，母線電壓上升，造成電壓波動(dòng)。母線電壓上升并不是發(fā)生在全橋拓?fù)渖希驗(yàn)閺拈_關(guān)橋臂同儲(chǔ)到由源的能源熔會(huì)在另一個(gè)橋臂消耗掉。
12、對(duì)EMI（電磁輻射）的考慮
在D功放設(shè)計(jì)中的EMI（電磁輻射）是很麻煩的，像在其他開關(guān)應(yīng)用中一樣。EMI的主要來源之一是來自從高到低流動(dòng)的MOSFET二極管的反向恢復(fù)電荷，和電流直通很相象。在嵌入到阻止直通電流的死區(qū)過程中，在輸出LPF中的電感電流打開體二極管。在下一個(gè)階段中，當(dāng)另外一端的MOSFET在死區(qū)未打開時(shí)，體晶體管保持導(dǎo)通狀態(tài)，除非儲(chǔ)存的大量少數(shù)載波被完全復(fù)合。這個(gè)反向的恢復(fù)電流趨向于形成一個(gè)很尖的形狀，和由于PCB板和封裝雜散電感因起步希望的震蕩。因此，PCB布線設(shè)計(jì)對(duì)減小EMI和系統(tǒng)可靠性至關(guān)重要的。
13、D類功放中MOSFET選擇的其他考慮
*選擇合適的封裝和結(jié)構(gòu)
*功放的THD、EMI和效率，還受FET的體二極管影響?？s短體二極管恢復(fù)時(shí)間（工R的并聯(lián)肖特基二級(jí)管的FET）;降低反向恢復(fù)電流和電荷，能改善THD;EMI和效率。
*FET結(jié)殼熱阻要盡可能小，以保證結(jié)溫低于限制。
*保證較好可靠性和低的成本條件下，工作在最大結(jié)溫。用絕緣包封的器件是直接安裝還是用裸底板結(jié)構(gòu)墊絕緣材料，依賴于它的成本和尺寸。
14、D類功放參考設(shè)計(jì)見圖6所示
*拓?fù)洌喊霕?/p>
*選用IR2011S（柵極驅(qū)動(dòng)IC，最高工作電壓200V，Io+/-為1.0A/1.0A，Vout為10-20V，ton/off為80&60ns，延時(shí)匹配時(shí)間為20ns）;IRFB23N15D （MOSFET功率管ID=23A，R DS=90mΩ，Qg=37nC Bv=150V To-220封裝）
*開關(guān)頻率：400KHz（可調(diào)）
*額定輸出：200W+200W/4歐
*THD:0.03%-1mhz半功率
*頻率響應(yīng)：5Hz-40KHz（-3dB）
*電源：～220v±50V
*尺寸：4.0“×5.5”
15、結(jié)論
如果我們?cè)谶x擇器件時(shí)很謹(jǐn)慎，并且考慮到精細(xì)的設(shè)計(jì)布線，因?yàn)殡s散參數(shù)有很大的影響，那么目前高效D類功放可以提供和傳統(tǒng)的AB類功放類似的性能。
二、D類放大器散熱注意事項(xiàng)
摘要：D類放大器相比AB類放大器具有更高的效率和更好的熱性能。盡管如此，使用D類放大器時(shí)仍然需要慎重考慮其散熱。本應(yīng)用筆記分析了D類放大器的熱性能，并通過幾個(gè)常見的例子說明了良好的設(shè)計(jì)所應(yīng)遵循的原則。
連續(xù)正弦波與音樂
在實(shí)驗(yàn)室評(píng)估D類放大器性能時(shí)，常使用連續(xù)正弦波作為信號(hào)源。盡管使用正弦波進(jìn)行測(cè)量比較方便，但這樣的測(cè)量結(jié)果卻是放大器在最壞情況下的熱負(fù)載。如果用接近最大輸出功率的連續(xù)正弦波驅(qū)動(dòng)D類放大器，則放大器常常會(huì)進(jìn)入熱關(guān)斷狀態(tài)。
常見的音源，包含音樂和語音，其RMS值往往比峰值輸出功率低得多。通常情況下，語音的峰值與RMS功率之比（即波峰因數(shù)）為12dB，而音樂的波峰因數(shù)為18dB至20dB。圖1所示為時(shí)域內(nèi)音頻信號(hào)和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測(cè)量兩者RMS值的結(jié)果。雖然音頻信號(hào)峰值略高于正弦波，但其RMS值大概只有正弦波的一半。同樣，音頻信號(hào)可能存在突變，但正如測(cè)量結(jié)果所示，其平均值仍遠(yuǎn)低于正弦波。雖然音頻信號(hào)可能具有與正弦波相近的峰值，但在D類放大器表現(xiàn)出來的熱效應(yīng)卻大大低于正弦波。因此，測(cè)量系統(tǒng)的熱性能時(shí)，最好使用實(shí)際音頻信號(hào)而非正弦波作為信號(hào)源。如果只能使用正弦波，則所得到的熱性能要比實(shí)際系統(tǒng)差。
圖1. 正弦波的RMS值高于音頻信號(hào)的RMS值，意味著用正弦波測(cè)試時(shí)，D類放大器的發(fā)熱更大。
PCB的散熱注意事項(xiàng)
在工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)TQFN封裝中，裸露的焊盤是IC散熱的主要途徑。對(duì)底部有裸露焊盤的封裝來說，PCB及其敷銅層是D類放大器主要的散熱渠道。如圖2所示，將D類放大器貼裝到常見的PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢(shì)的D類放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。本文的案例中，敷銅層與散熱焊盤的右上方和右下方相連（如圖2）。敷銅走線應(yīng)盡可能寬，因?yàn)檫@將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。
圖2. D類放大器采用TQFN或TQFP封裝時(shí)，裸露焊盤是其主要散熱通道。
與裸露焊盤相接的敷銅塊應(yīng)該用多個(gè)過孔連到PCB背面的其他敷銅塊上。該敷銅塊應(yīng)該在滿足系統(tǒng)信號(hào)走線的要求下具有盡可能大的面積。
盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。雖然IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實(shí)際應(yīng)用中仍然會(huì)有少量發(fā)熱。圖3給出的PCB中，采用寬的連線將D類放大器的輸出與圖右側(cè)的兩個(gè)電感相連。在這種情況下，電感的銅芯繞線也可為D放大器提供額外的散熱通道。雖然對(duì)整體熱性能的改善不到10%，但這樣的改善卻會(huì)給系統(tǒng)帶來兩種截然不同的結(jié)果 - 即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴(yán)重的發(fā)熱。
圖3. D類放大器右邊的寬走線有助于導(dǎo)熱
輔助散熱
當(dāng)D類放大器在較高的環(huán)境溫度下工作時(shí)，增加外部散熱片可以改善PCB的熱性能。該散熱片的熱阻必須盡可能小，以使散熱性能最佳。采用底部的裸露焊盤后，PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。圖4給出了一個(gè)PCB表貼散熱片（218系列，由Wakefield Engineering提供）。該散熱片焊接在PCB上，是兼顧尺寸、成本、裝配方便性和散熱性能的理想選擇。
圖4. 當(dāng)D類放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的SMT散熱片（圖片來自Wakefield Engineering）。
熱計(jì)算
D類放大器的管芯溫度可以通過一些基本計(jì)算進(jìn)行估計(jì)。本例中根據(jù)下列條件計(jì)算其溫度：
TAM = +40°C
POUT = 16W
效率（η） = 87%
ΘJA = 21°C/W
首先，計(jì)算D類放大器的功耗：
然后，通過功耗計(jì)算管芯溫度TC，公式如下：
根據(jù)這些數(shù)據(jù)，可以推斷出該器件工作時(shí)具有較為理想的性能。因?yàn)橄到y(tǒng)很少能正好工作在+25°C的理想環(huán)境溫度下，因此應(yīng)該根據(jù)系統(tǒng)的實(shí)際使用環(huán)境溫度進(jìn)行合理的估算。
負(fù)載阻抗
D類放大器MOSFET輸出級(jí)的導(dǎo)通電阻會(huì)影響它的效率和峰值電流能力。降低負(fù)載的峰值電流可減少M(fèi)OSFET的I2R損耗，進(jìn)而提高效率。要降低峰值電流，應(yīng)在保證輸出功率，以及D類放大器的電壓擺幅以及電源電壓的限制的條件下，選擇最大阻抗的揚(yáng)聲器，如圖5所示。本例中，假設(shè)D類放大器的輸出電流為2A，電源電壓范圍為5V至24V。電源電壓大于等于8V時(shí)，4Ω的負(fù)載電流將達(dá)到2A，相應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為8W。如果8W的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個(gè)12Ω揚(yáng)聲器和15V供電電壓，此時(shí)的峰值電流限制在1.25A，對(duì)應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為9.4W。此外，12Ω負(fù)載的工作效率要比4Ω負(fù)載的高出10%到15%，降低了功耗。實(shí)際效率的提高根據(jù)不同D類放大器而異。雖然大多數(shù)揚(yáng)聲器的阻抗都采用4Ω或8Ω，但也可采用其他阻抗的揚(yáng)聲器實(shí)現(xiàn)更高效的散熱。
圖5. 選擇最佳的阻抗和電源電壓使輸出功率最大。
另外還需要注意音頻帶寬內(nèi)負(fù)載阻抗的變化。揚(yáng)聲器是一個(gè)復(fù)雜的機(jī)電系統(tǒng)，具有多種諧振元件。換言之，8Ω的揚(yáng)聲器只在很窄的頻帶內(nèi)才呈現(xiàn)出8Ω阻抗。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會(huì)大于其標(biāo)稱值，如圖6示。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚(yáng)聲器的阻抗都會(huì)遠(yuǎn)大于其8Ω的標(biāo)稱值。然而，高頻揚(yáng)聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。因此必須考慮系統(tǒng)的總阻抗以確保足夠的電流驅(qū)動(dòng)能力和散熱性能。
圖6. 8Ω阻抗、13cm口徑揚(yáng)聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。
結(jié)論
D類放大器的效率相比AB類放大器有很大提高。雖然這一效率優(yōu)勢(shì)降低了系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)散熱性能設(shè)計(jì)的要求，但仍然不能完全忽視系統(tǒng)散熱。但是，如果能夠遵循良好的設(shè)計(jì)原則并且設(shè)定合理的設(shè)計(jì)目標(biāo)，使用D類放大器可使音頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)更簡(jiǎn)單。
三、數(shù)字功放與D類功放、模擬功放的區(qū)別
1、數(shù)字功放與D類功放的區(qū)別
常見D類功放（PWM功放）的工作原理：PWM功放只能接受模擬音頻信號(hào)，用內(nèi)部三角波發(fā)生器產(chǎn)生的三角波和它進(jìn)行比較，其結(jié)果就是一個(gè)脈寬調(diào)制信號(hào)（PWM），然后將PWM信號(hào)放大并還原成模擬音頻信號(hào)。因此，PWM功放是用脈沖寬度對(duì)模擬音頻幅度進(jìn)行模擬的，其信息的傳遞過程是模擬的、非量化的、非代碼性的。并且由于目前器件性能的限制，PWM功放不可能采用太高的采樣頻率，在性能指標(biāo)上尚達(dá)不到Hi-Fi級(jí)的水平。而數(shù)字功放采用一些寬度固定的脈沖來數(shù)字地量化、編碼模擬音頻信號(hào)，使音頻信號(hào)的還原更為真實(shí)。
2、數(shù)字功放和模擬功放的區(qū)別
數(shù)字功放由于工作方式與傳統(tǒng)模擬功放完全不同，因此克服了模擬功放固有的一些缺點(diǎn)，并且具備了一些獨(dú)有的特點(diǎn)。
1. 過載能力與功率儲(chǔ)備
數(shù)字功放電路的過載能力遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于模擬功放。模擬功放電路分為A類、B類或AB類功率放大電路，正常工作時(shí)功放管工作在線性區(qū)；當(dāng)過載后，功放管工作在飽和區(qū)，出現(xiàn)諧波失真，失真程度呈指數(shù)級(jí)增加，音質(zhì)迅速變壞。而數(shù)字功放在功率放大時(shí)一直處于飽和區(qū)和截止區(qū)，只要功放管不損壞，失真度不會(huì)迅速增加，如圖1所示。
圖1 全數(shù)字功放與普通功放過載失真度比較
由于數(shù)字功放采用開關(guān)放大電路，效率極高，可達(dá)75%“90%（模擬功放效率僅為30%”50%），在工作時(shí)基本不發(fā)熱。因此它沒有模擬功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲(chǔ)備，加之前后無模擬放大、無負(fù)反饋的牽制，故具有更好的“動(dòng)力”特性，瞬態(tài)響應(yīng)好，“爆棚感”極強(qiáng)。
2. 交越失真和失配失真
模擬B類功放在過零失真，這是由于晶體管在小電流時(shí)的非線性特性而引起的在輸出波形正負(fù)交叉處的失真（小信號(hào)時(shí)晶體管會(huì)工作在截止區(qū)，無電流通過，導(dǎo)致輸出嚴(yán)重失真）。而數(shù)字功放只工作在開關(guān)狀態(tài)，不會(huì)產(chǎn)生交越失真。
模擬功放存在推挽對(duì)管特性不一致而造成輸出波形上下不對(duì)稱的失配失真，因此在設(shè)計(jì)推挽放大電路時(shí)，對(duì)功放管的要求非常嚴(yán)格。而數(shù)字功放對(duì)開關(guān)管的配對(duì)無特殊要求，基本上不需要嚴(yán)格的挑選即可使用。
3. 功放和揚(yáng)聲器的匹配
由于模擬功放中的功放管內(nèi)阻較大，所以在匹配不同阻值的揚(yáng)聲器時(shí)，模擬功放電路的工作狀態(tài)會(huì)受到負(fù)載（揚(yáng)聲器）大小的影響。而數(shù)字功放內(nèi)阻不超過0.2Ω（開關(guān)管的內(nèi)阻加濾波器內(nèi)阻），相對(duì)于負(fù)載（揚(yáng)聲器）的阻值（4“8Ω）完全可以忽略不計(jì)，因此不存在與揚(yáng)聲器的匹配問題。
4. 瞬態(tài)互調(diào)失真
模擬功放幾乎全部采用負(fù)反饋電路，以保證其電聲指標(biāo)，在負(fù)反饋電路中，為了抑制寄生振蕩，采用相位補(bǔ)償電路，從而會(huì)產(chǎn)生瞬態(tài)互調(diào)失真。數(shù)字功放在功率轉(zhuǎn)換上沒有采用任何模擬放大反饋電路，從而避免了瞬態(tài)互調(diào)失真。
5. 聲像定位
對(duì)模擬功放來說，輸出信號(hào)和輸入信號(hào)之間一般都存在著相位差，而且在輸出功率不同時(shí)，相位失真亦不同。而數(shù)字功放采用數(shù)字信號(hào)放大，使輸出信號(hào)與輸入信號(hào)相位完全一致，相移為零，因此聲像定位準(zhǔn)確。
6. 升級(jí)換代
數(shù)字功放通過簡(jiǎn)單地更換開關(guān)放大模塊即可獲得大功率。大功率開關(guān)放大模塊成本較低，在專業(yè)領(lǐng)域發(fā)展前景廣闊。
7. 生產(chǎn)調(diào)試
模擬功放存在著各級(jí)工作點(diǎn)的調(diào)試問題，不利于大批量生產(chǎn)。而數(shù)字功放大部分為數(shù)字電路，一般不需調(diào)試即可正常工作，特別適合于大規(guī)模生產(chǎn)。
3、數(shù)字功放和“數(shù)字化”功放、“數(shù)碼”功放的區(qū)別
所謂的“數(shù)字化”功放只是在前置級(jí)上采用數(shù)字信號(hào)處理的方式，在模擬音頻信號(hào)或數(shù)字音頻信號(hào)輸入后，采用現(xiàn)有的數(shù)字音頻處理集成電路，實(shí)現(xiàn)一些比如聲場(chǎng)處理、數(shù)字延時(shí)、混響等功能，最后再通過模擬功率放大模塊進(jìn)行音頻放大。其典型電路框圖如圖2所示。由圖2可知，其各模塊的接口都是采用模擬方式。而數(shù)字聲場(chǎng)處理模塊的大致原理框圖如圖3所示。
圖2 數(shù)字化功放電路的組成框圖 圖3 數(shù)字聲場(chǎng)處理模塊原理框圖
雖然目前各集成電路廠家都推出了數(shù)字聲場(chǎng)處理、數(shù)字卡拉OK和數(shù)字杜比解碼集成電路。但是由于目前功放大都只能接收模擬音頻信號(hào)，所以各集成電路的接口也大多是模擬的，這就需要反復(fù)地進(jìn)行模/數(shù)、數(shù)/模轉(zhuǎn)換，由此會(huì)引入量化噪聲，使音質(zhì)惡化。
全數(shù)字功放除了針對(duì)揚(yáng)聲器的接口以外（這是因?yàn)槟壳皳P(yáng)聲器都只能接受模擬音頻信號(hào)），音頻信號(hào)在功放內(nèi)部都是以數(shù)字信號(hào)的方式進(jìn)行處理（包括功率放大）；對(duì)于模擬音頻信號(hào)，必須轉(zhuǎn)化成數(shù)字信號(hào)后才能進(jìn)行處理。
在已經(jīng)具備數(shù)字音頻的時(shí)代推出數(shù)字功放，將可能對(duì)音響技術(shù)的發(fā)展產(chǎn)生重大影響。
四、新型綠色能效D類音頻放大器設(shè)計(jì)應(yīng)用
引 言
多媒體時(shí)代，傳統(tǒng)A類、B類、AB類線性模擬音頻放大器因效率低，能耗大，已不能滿足電子視聽類LCD／PDP／OLED／LCOS／PDA等綠色節(jié)能、高效、體積小等新發(fā)展趨勢(shì)，而非線性音頻放大器件Class-D類功放因具備節(jié)能、高效率、高輸出功率、低溫升效應(yīng)、占用空間小等優(yōu)點(diǎn)，將被納入越來越多新產(chǎn)品設(shè)計(jì)中。D類放大器架構(gòu)上分半橋非對(duì)稱型和全橋?qū)ΨQ型，而全橋類相對(duì)半橋型具有高達(dá)4倍的輸出功率，更為高效；從信號(hào)適應(yīng)上分模擬型和I2S全數(shù)字型，因全數(shù)字型尚處發(fā)展階段，成本高，而模擬型因成本優(yōu)勢(shì)將在未來幾年處于應(yīng)用主流。本文重點(diǎn)剖析了全橋模擬型D類功放設(shè)計(jì)要素，實(shí)現(xiàn)了一種基于NXP公司新型綠色能效模擬D類功放TFA9810T電路設(shè)計(jì)，并重點(diǎn)對(duì)綠色節(jié)能高效、高輸出功率、低溫升效應(yīng)、PCB布局、EMI抑制幾個(gè)方面進(jìn)行總結(jié)分析。
1 D類功率放大器原理特點(diǎn)
1．1 D類放大器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
D類放大器由積分移相、PWM調(diào)制模塊、G柵級(jí)驅(qū)動(dòng)、開關(guān)MOSFET電路、Logic輔助、輸出濾波、負(fù)反饋、保護(hù)電路等部分組成。流程上首先將模擬輸入信號(hào)調(diào)制成PWM方波信號(hào)，經(jīng)過調(diào)制的PWM信號(hào)通過驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)功率輸出級(jí)，然后通過低通濾波濾除高頻載波信號(hào)，原始信號(hào)被恢復(fù)，驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲，如圖1所示。
1．2 調(diào)制級(jí)（PWM-Modulation）
調(diào)制級(jí)就是A／D轉(zhuǎn)換，對(duì)輸入模擬音頻信號(hào)采樣，形成高低電平形式數(shù)字PWM信號(hào)。圖2中，比較器同相輸入端接音頻信號(hào)源，反向端接功放內(nèi)部時(shí)鐘產(chǎn)生的三角波信號(hào)。在音頻輸入端信號(hào)電平高于三角波信號(hào)時(shí)，比較器輸出高電平VH，反之，輸出低電平VL，并將輸入正弦波信號(hào)轉(zhuǎn)換為寬度隨正弦波幅度變化的PWM波。這是D類功放核心之一，必須要求三角波線性度好，振蕩頻率穩(wěn)定，比較器精度高，速度快，產(chǎn)生的PWM方波上升、下降沿陡峭，深入調(diào)制措施參見文獻(xiàn)［2］。
1．3 全橋輸出級(jí)
輸出級(jí)是開關(guān)型放大器，輸出擺幅為VCC，電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。將MOSFET等效為理想開關(guān)，關(guān)斷時(shí)，導(dǎo)通電流為零，無功率消耗；導(dǎo)通時(shí)，兩端電壓依然趨近為零，雖有電流存在，但功耗仍趨近零；整個(gè)工作周期，MOSFET基本無功率消耗，所以理論上D類功放的轉(zhuǎn)換效率可接近100％，但考慮輔助電路功耗及MOSFET傳導(dǎo)損耗，整體轉(zhuǎn)換效率一般可達(dá)90％左右。因?yàn)檗D(zhuǎn)換效率很高，所以芯片本身消耗的熱能小，溫升也才很小，完全可以不考慮散熱不良，因此被稱為綠色能效D類功放。
對(duì)全橋，進(jìn)一步減小導(dǎo)通損耗，要使MOSFET漏源的導(dǎo)通電阻RON盡量小。選取低開關(guān)頻率和柵源電容小的MOSFET，加強(qiáng)前置驅(qū)動(dòng)器的驅(qū)動(dòng)能力。
1．4 LPF低通濾波級(jí)
LPF濾波器可消除PWM信號(hào)中電磁干擾和開關(guān)信號(hào)，提高效率，降低諧波失真，直接影響放大器帶寬和THD，必須設(shè)置合適截止頻率和濾波器滾降系數(shù)，以保證音頻質(zhì)量。對(duì)于視聽產(chǎn)品，20 Hz～20 kHz為可聽聲；低于20 Hz為次聲；高于20 kHz為超聲。應(yīng)用中一般設(shè)置截止頻率為30 kHz，這個(gè)頻率越低，信號(hào)帶寬越窄，但過低會(huì)損傷信號(hào)質(zhì)量，過高會(huì)有噪聲混入。常用LPF濾波器一般有巴特沃思濾波器、切比雪夫?yàn)V波器、考爾濾波器三種。巴特沃思濾波器在通帶BW內(nèi)最大平坦幅度特性好，易實(shí)現(xiàn)，因此視聽產(chǎn)品多采用等效內(nèi)阻小，輸出功率大的LC二階巴特沃思濾波器如圖4所示。
1．5 負(fù)反饋
負(fù)反饋是LPF電路，將檢測(cè)到的輸出級(jí)音頻成分反饋到輸入級(jí)，與輸入信號(hào)比較，對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償、校正、噪聲整形，以此改善功放線性度，降低電源中紋波（電源抑制比，PSRR）。負(fù)反饋可減小通帶內(nèi)因脈沖寬度調(diào)制、輸出級(jí)和電源電壓變化而產(chǎn)生的噪聲，使輸出PWM中低頻成分總能與輸入信號(hào)保持一致，以得到很好的THD，使聲音更加豐富精確。
1．6 功耗效率分析
D類效率在THD《7％情況下，可達(dá)85％以上效率，遠(yuǎn)高于普及使用的最大理論效率78.5％的線性功放。根本原因在于輸出級(jí)MOSFET完全工作在開關(guān)狀態(tài)。理論上，D類功放效率為：
假設(shè)D類功放MOSFET導(dǎo)通電阻為RON，所有其他無源電阻為RP，濾波器電阻為RF，負(fù)載電阻為RL，則不考慮開關(guān)損耗的效率為：
式中：fOSC是振蕩器頻率；tON和tOFF分別是MOSFET開、關(guān)頻率。此時(shí)效率為：
由上述公式得知，D類功放中負(fù)載RL，相對(duì)其他電阻，比值越大效率越高；MOSFET作為續(xù)流開關(guān)，所消耗的功率幾乎等于MOSFET導(dǎo)通阻抗上I2RON損耗和靜態(tài)電流總和，相比較輸出到負(fù)載的功率幾乎可忽略。所以，其效率遠(yuǎn)高于線性功放，如圖5所示。非常適應(yīng)現(xiàn)今綠色節(jié)能的要求，適合被平板等數(shù)字視聽產(chǎn)品規(guī)模使用。
2 D類功放需要注意的關(guān)鍵點(diǎn)
在D類設(shè)計(jì)應(yīng)用中需注意以下幾點(diǎn)：
全橋MOSFET管輪流成對(duì)導(dǎo)通，理想狀態(tài)一對(duì)導(dǎo)通，另一對(duì)截止，但實(shí)際上功率管的開啟關(guān)斷有一個(gè)過程。過渡過程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹底關(guān)斷時(shí)IN2／IN4就已開始導(dǎo)通；因MOSFET全部跨接于電源兩端，故極端的時(shí)間內(nèi)，可能會(huì)有很大的電壓電流同時(shí)加在4個(gè)MOSFET上，導(dǎo)致功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。為避免兩對(duì)MOSFET同處導(dǎo)通狀態(tài)，引起有潛在威脅的很大短路電流，應(yīng)保證一對(duì)MOSFET導(dǎo)通和另一對(duì)MOSFET截止期間有一個(gè)很短的停滯死區(qū)時(shí)間（Dead-time），這個(gè)時(shí)間由Logic邏輯控制器控制，以有效保證一組MOSFET關(guān)斷后，另一組MOSFET再適時(shí)開啟，減小MOSFET損耗，提高放大器效率。
但Deadtime設(shè)置不當(dāng)，將出現(xiàn)如下問題：
?。?）輸出信號(hào)中將產(chǎn)生毛刺，造成電磁干擾，也即死區(qū)時(shí)間內(nèi)，IN1／IN3都關(guān)斷。完全失控的輸出電壓將受到圖6（a）中體二極管電流的影響（體二極管電流的形成，參見下文EMI節(jié)），輸出波形中將出現(xiàn)毛刺干擾。
?。?）Deadtime過大，輸出波形中出現(xiàn)的毛刺包含的能量將持續(xù)消耗在體二極管中，以熱能形式消耗能量，嚴(yán)重影響芯片工作穩(wěn)定性和輸出效率。
（3）Deadtime過長，影響放大器線性度，造成輸出信號(hào)交越失真，時(shí)間越長，失真越嚴(yán)重。
2．2 EMI（Electro-Magnetic InteRFerence）
EMI主要由MOSFET體二極管反向恢復(fù)電荷形成，具體產(chǎn)生機(jī)理如圖6所示。
第一階段，MP1-MOSFET導(dǎo)通，有電流流過MOSFET和后級(jí)LPF電感；第二階段，全橋進(jìn)入Dead-time期間，MP1本身關(guān)斷，但其體二極管依然導(dǎo)通，保證后級(jí)電感繼續(xù)續(xù)流；第三階段，Deadtime期結(jié)束，MN1導(dǎo)通瞬間，若MP1體二極管存儲(chǔ)的剩余電荷尚未完全釋放，則瞬間釋放上一次導(dǎo)通期間未釋放的存儲(chǔ)電荷，導(dǎo)致反向恢復(fù)電流激增，此電流趨向于形成一個(gè)尖脈沖，最終體現(xiàn)在輸出波形上，如圖6（b）所示。因此，輸出頻譜會(huì)在開關(guān)頻率以及開關(guān)頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對(duì)外形成EMI。
為抑制EMI，以降低輸出方波頻率，減緩方波頂部脈沖為目的，將一些內(nèi)部EMI消除電路新技術(shù)應(yīng)用于新產(chǎn)品中：
?。?）Dither。擴(kuò)展頻譜技術(shù)，即在規(guī)定范圍內(nèi)，周期性調(diào)整三角波采樣時(shí)鐘頻率，基波和高次諧波避開敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；
?。?）增加主動(dòng)輻射限制電路，輸出瞬變時(shí)，主動(dòng)控制輸出MOSFET柵極，以避免后級(jí)感性負(fù)載續(xù)流引起高頻輻射。
2．3 印制板PCB布局設(shè)計(jì)規(guī)則
（1）因輸出信號(hào)含大量高頻方波，需將加入的低失真、低插入損耗LC濾波電容和鐵氧體電感低通濾波器件緊密靠近功放，將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，以降低瞬態(tài)EMI輻射。
（2）因輸出電流大，音頻輸出線徑要寬，線長要減短，故需降低無源電阻RP和濾波器電阻RF，提高負(fù)載電阻RL比值，提高輸出效率。
?。?）PCB底部是熱阻最低的散熱通道，功放底部裸露散熱銅皮面積要大，應(yīng)盡可能在敷銅塊與臨近具有等電勢(shì)的引腳以及其他元件間多覆銅，裸露焊盤相接的敷銅塊用多個(gè)過孔連接到PCB板背面其他敷銅塊上，該敷銅塊在滿足系統(tǒng)信號(hào)走線要求下，應(yīng)具有盡可能大的面積，以保證芯片內(nèi)核通過這些熱阻最低的敷銅區(qū)域有最佳散熱特性。
（4）大電流器件接地端附近，多加過孔，信號(hào)若跨接于PCB兩層間，多加過孔提高連接可靠性，降低導(dǎo)通阻抗。
?。?）信號(hào)輸入端元件焊盤和信號(hào)線與輸出端保持適當(dāng)間距，關(guān)鍵反饋網(wǎng)絡(luò)器件置放在輸入／輸出PCB布局模塊中間，防止輸出端EMI幅射影響輸入端小信號(hào)。
?。?）地線、電源線遠(yuǎn)離輸入／輸出級(jí)，采用單點(diǎn)接地方法。
3 基于上述要素的綠色能效D類功放TFA9810T設(shè)計(jì)應(yīng)用
3．1 TFA9810T內(nèi)部結(jié)構(gòu)
TFA9810T是NXP公司推出的雙通道額定輸出2×12 W的高效Class-D類功放，主要由兩組全橋功率放大器（Full-Bridge）、驅(qū)動(dòng)前端、邏輯控制、OVP／OCP／OTP等保護(hù)電路、全差分輸入比較器、供電模塊等構(gòu)成，如圖7所示。
其具備如下特點(diǎn)：可取消散熱器，有很高的可靠性，8～20 V單電源供電，外部增益可調(diào)，待機(jī)節(jié)能狀態(tài)的供電電流為微安級(jí)，耗能很小等。非常適合應(yīng)用于平板類電視產(chǎn)品、多媒體系統(tǒng)、無線音頻領(lǐng)域。
3．2 模擬輸入級(jí)設(shè)計(jì)
TFA9810T輸入端采用可抑制共模干擾的全差分輸入電路。以圖8 AMP-Rin輸入端為例，RA128／RA133／CA139構(gòu)成負(fù)反饋低通濾波器，用于衰減反饋信號(hào)中高頻載波成分。增加低頻成分反饋量，特別是直流成分。有效改善了零輸入時(shí)因輸入信號(hào)直流電平與比較器門限電壓差異形成的占空比誤差，調(diào)整RA128也可實(shí)現(xiàn)TFA9810T增益控制，使Au（dB）=20log（VOUT／VIN）≌20log（RA128／RA132）。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T內(nèi)阻構(gòu)成高通濾波器，用于對(duì)輸入信號(hào)的緩沖。若CA153容值過小，會(huì)影響低頻響應(yīng)，理論確定公式為：
本設(shè)計(jì)取值1 μF，確定低端頻率為16 Hz，若該頻率定得太高，低端輸入電抗（如在20 Hz）會(huì)太大，可能導(dǎo)致輸出端較大噪聲和直流偏移噪聲（plop-noise）。反饋信號(hào)與經(jīng)過緩沖的輸入音頻比較后，通過RA133進(jìn)入TFA9810T進(jìn)行PWM調(diào)制。為避免圖8中Rin／Lin輸入信號(hào)頻率因半導(dǎo)體非線性產(chǎn)生和頻和差頻，導(dǎo)致輸出端出現(xiàn)嘯叫聲，則通過調(diào)整電容CA123／CA145，將兩路載波頻率調(diào)差50 kHz左右。本設(shè)計(jì)中將取CA123=22 pF，CA145=47 pF，實(shí)現(xiàn)了Rin／Lin載頻相差50 kHz。
3．3 輸出級(jí)LPF低通濾波設(shè)計(jì)
TFA9810T輸出端低通濾波器采用二階巴特沃思濾波器方式，實(shí)際的巴特沃思二階濾波器由圖9中RCA類電子元器件CA135／RA145／CA136／LA5／CA137／CA138／RA148／CA159／CA140／CA141／RA152／LA6／CA142／CA144等構(gòu)成，對(duì)PWM方波中15 Hz～20 kHz音頻成分表現(xiàn)為直通效應(yīng)，對(duì)超過音頻范圍的20 kHz以上高頻成分呈現(xiàn)-12 dB／倍頻程滾降率。
簡(jiǎn)化模型中，由Lse和Cse，R，C1構(gòu)成基本巴特沃思濾波器，R和C1又構(gòu)成有Zobel network的消峰電路，用于去除高頻時(shí)尖峰脈沖干擾。
3．4 溫升測(cè)試
本設(shè)計(jì)功放TFA9810T的直流電源供電15．2 V，工作環(huán)境溫度為20℃，音頻系統(tǒng)輸入為2Vp未調(diào)制的1 kHz單音頻信號(hào)，匹配負(fù)載為8 Ω揚(yáng)聲器，調(diào)整音頻輸出功率21 W，持續(xù)工作30 min，使用溫度測(cè)試設(shè)備測(cè)得TFA9810T殼體中央最高溫度為45℃，溫升僅25℃，無需再增加散熱片。
3．5 音頻A／D／A測(cè)試分析
圖10測(cè)試了TFA9810T功放音頻輸入端為1 kHz的2V。單音頻信號(hào)波形，輸出端揚(yáng)聲器端到GND間為12．84V。，圖9中LPF。濾波前功放輸出的PWM波形。圖11～圖13分別拓展了圖10中A／B／C區(qū)。
由圖10～圖13可知，輸入波形疊加有高頻雜波。說明前端引入不良干擾，需進(jìn)一步分析改進(jìn)；輸出波形平滑，無交越失真，Deadtime特性較好；輸入／輸出正弦波相位相反，直接由電阻RA128等形成閉環(huán)負(fù)反饋通路，降低了噪聲干擾，并進(jìn)行增益控制。A，B，C區(qū)的拓展圖輸出正弦波峰、波谷、S區(qū)域處PWM的頻率分別為238．8 kHz，224．9 kHz，626．4 kHz，占空比不同，符合三角波采樣特性。圖中波峰、波谷處PWM脈沖fall下降沿和rise上升沿更為陡峭，相比S形區(qū)域，包含大量高頻諧波，易引起EMI輻射，但通過巴特沃思二階濾波器濾波后，輸出正弦波良好，無明顯高頻雜波迭加，EMC測(cè)試也無明顯對(duì)外輻射頻率，滿足了設(shè)計(jì)需要。
3．6 功率、效率測(cè)試
圖14測(cè)試了在圖10狀態(tài)下功放TFA9810T的供電電壓、電流實(shí)際波形。
由圖10可知，功放單端輸出功率為：
4 結(jié) 語
介紹了模擬全橋D類功放拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，詳細(xì)探討了通過二階巴特沃思濾波器設(shè)計(jì)和功放PCB布局，抑制了因Deadtime等產(chǎn)生的EMI。最后基于NXP公司D類功放TFA9810T，實(shí)現(xiàn)了一種新型綠色能效雙通道D類音頻放大器設(shè)計(jì)。仿真和測(cè)試結(jié)果表明，在供電電壓約為15 V時(shí)，放大器可向兩8 Ω揚(yáng)聲器提供10 W×2的輸出功率，轉(zhuǎn)換效率達(dá)90％，總諧波失真小于7％，1 kHz正弦波音頻輸出無交越失真，無明顯EMI干擾，功放殼體相對(duì)溫升25℃。隨著當(dāng)今社會(huì)節(jié)約能源的要求，該類綠色能效設(shè)計(jì)將在未來幾年達(dá)到更廣泛的應(yīng)用。
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評(píng)論