調(diào)制技術(shù)

　　D類放大器調(diào)制器可以有多種方法實(shí)現(xiàn)，擁有大量的相關(guān)研究和知識(shí)產(chǎn)權(quán)支持。本文只介紹基本概念。

　　所有的D類放大器調(diào)制技術(shù)都將音頻信號(hào)的相關(guān)信息編碼到一串脈沖內(nèi)。通常，脈沖寬度與音頻信號(hào)的幅度相聯(lián)系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號(hào)脈沖和無(wú)用的（但無(wú)法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因?yàn)樵跁r(shí)域內(nèi)波形的總功率是相同的，并且根據(jù)Parseval 定理，時(shí)域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調(diào)，而在其它方案中，能量經(jīng)過(guò)整形消除了高能量音調(diào)，但噪聲本底較高。

　　最常用的調(diào)制技術(shù)是脈寬調(diào)制（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號(hào)與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進(jìn)行比較。這在載波頻率條件下產(chǎn)生一串脈沖。在每個(gè)載波周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號(hào)的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對(duì)于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對(duì)于大的正輸入，占空比接近100%，對(duì)于大的負(fù)輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過(guò)三角波的幅度，就會(huì)發(fā)生全調(diào)制，這時(shí)脈沖串停止開(kāi)關(guān)，占空比在具體周期內(nèi)為0%或100%。

　　PWM之所以具有吸引力是因?yàn)樗趲装偾Ш誔WM載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級(jí)開(kāi)關(guān)損失）允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調(diào)制器在達(dá)到幾乎100%調(diào)制情況下也是穩(wěn)定的，從原理上允許高輸出功率，達(dá)到過(guò)載點(diǎn)。但是，PWM存在幾個(gè)問(wèn)題：首先，PWM過(guò)程在許多實(shí)現(xiàn)中會(huì)增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，PWM載波頻率的諧振在調(diào)幅（AM）無(wú)線電波段內(nèi)會(huì)產(chǎn)生EMI；最后，PWM脈寬在全調(diào)制附近非常小。這在大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)電路中會(huì)引起問(wèn)題，因?yàn)樗鼈兊尿?qū)動(dòng)能力受到限制，不能以重新產(chǎn)生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當(dāng)開(kāi)關(guān)。因此，在基于PWM的放大器中經(jīng)常達(dá)不到全調(diào)制，可達(dá)到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導(dǎo)通電阻和揚(yáng)聲器阻抗的情況。

　　一種替代PWM的方案是脈沖密度調(diào)制（PDM），它在給定時(shí)間窗口（脈沖寬度）的脈沖數(shù)正比于輸入音頻信號(hào)的平均值。其單個(gè)的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調(diào)制器時(shí)鐘周期的“量化”倍數(shù)。1 bit Σ-Δ調(diào)制是PDM的一種形式。

　　Σ-Δ調(diào)制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內(nèi)，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調(diào)制潛在的EMI優(yōu)勢(shì)要好于PWM。在 PDM采樣時(shí)鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型時(shí)鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強(qiáng)烈衰減。

　　Σ-Δ調(diào)制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是最小脈寬是一個(gè)采樣時(shí)鐘周期，即使是對(duì)于接近全調(diào)制的信號(hào)條件。這樣簡(jiǎn)化了柵極驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調(diào)制在D類放大器中不經(jīng)常使用（參看深入閱讀資料4），因?yàn)閭鹘y(tǒng)的1 bit調(diào)制器只能穩(wěn)定到50%調(diào)制。還需要至少64倍過(guò)采樣以達(dá)到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數(shù)據(jù)速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。

　　最近已經(jīng)開(kāi)發(fā)出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個(gè)反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調(diào)制器的開(kāi)關(guān)頻率，代替外部提供的時(shí)鐘。高頻能量經(jīng)常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質(zhì)，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開(kāi)關(guān)電路同步，也很難連接到無(wú)須先將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)的數(shù)字音頻源。

　　全橋電路（見(jiàn)圖3）可使用“三態(tài)”調(diào)制以減少差分EMI。在傳統(tǒng)的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出A高，輸出B低；輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個(gè)共模狀態(tài)，即兩個(gè)半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個(gè)共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)配合產(chǎn)生三態(tài)調(diào)制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負(fù)。零狀態(tài)可用于表示低功率水平，代替兩態(tài)方案中在正狀態(tài)和負(fù)狀態(tài)之間的開(kāi)關(guān)。在零狀態(tài)期間，LC濾波器的差分動(dòng)作非常小，雖然實(shí)際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優(yōu)勢(shì)只適用于低功率水平，因?yàn)檎隣顟B(tài)和負(fù)狀態(tài)仍必須用于對(duì)揚(yáng)聲器提供大功率。三態(tài)調(diào)制方案中變化的共模電壓電平對(duì)于閉環(huán)放大器是一個(gè)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

　　圖7. PWM原理和例子

　　EMI處理

　　D類放大器輸出的高頻分量值得認(rèn)真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會(huì)產(chǎn)生大量EMI并且干擾其它設(shè)備的工作。

　　兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號(hào)和通過(guò)揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號(hào)。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級(jí)的設(shè)計(jì)方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。

　　一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因?yàn)榕cEMI相關(guān)的強(qiáng)度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個(gè)LC濾波器（包括揚(yáng)聲器接線）的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動(dòng)和返回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最?。〒P(yáng)聲器使用雙絞線對(duì)接線很有幫助）。另一個(gè)要注意的地方是當(dāng)輸出級(jí)晶體管柵極電容開(kāi)關(guān)時(shí)會(huì)產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個(gè)電荷來(lái)自儲(chǔ)能電容，從而形成一個(gè)包含兩個(gè)電容的電流環(huán)路。通過(guò)將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，意味著儲(chǔ)能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對(duì)它充電。

　　有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的RF扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會(huì)沿電源線長(zhǎng)距離傳導(dǎo)。

　　如果柵極驅(qū)動(dòng)非重疊時(shí)間非常長(zhǎng)，揚(yáng)聲器或LC濾波器的感應(yīng)電流會(huì)正向偏置輸出級(jí)晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。在二極管完全斷開(kāi)之前，會(huì)出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。通過(guò)保持非重疊時(shí)間非常短（還建議將音頻失真減至最?。┦笶MI減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基（Schottky）二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，從而轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。這很有幫助，因?yàn)镾chottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。

　　具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場(chǎng)輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過(guò)屏蔽減小來(lái)自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線性和揚(yáng)聲器音質(zhì)。

　　LC濾波器設(shè)計(jì)

　　為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數(shù)D類放大器的LC濾波器采用二階低通設(shè)計(jì)。圖3示出一個(gè)差分式二階LC濾波器。揚(yáng)聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚(yáng)聲器阻抗有時(shí)近似于簡(jiǎn)單的電阻，但實(shí)際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無(wú)功分量。要獲得最佳濾波器設(shè)計(jì)效果，設(shè)計(jì)工程師應(yīng)當(dāng)總是爭(zhēng)取使用精確的揚(yáng)聲器模型。

　　常見(jiàn)的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對(duì)于高達(dá)20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）響應(yīng)（以達(dá)到最大平坦通帶）。對(duì)于常見(jiàn)的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的L值和C值，下表給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似Butterworth響應(yīng)：

　　如果設(shè)計(jì)不包括揚(yáng)聲器反饋，揚(yáng)聲器THD會(huì)對(duì)LC濾波器元器件的線性度敏感。

　　電感器設(shè)計(jì)考慮因素：設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。

　　額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過(guò)額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會(huì)發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。

　　通過(guò)在磁芯周圍饒線而形成電感器。如果饒線匝數(shù)很多，與總饒線長(zhǎng)度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會(huì)消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯以提供需要的電感。

　　最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會(huì)影響EMI，正如上面所提到的。

　　系統(tǒng)成本

　　在使用D類放大器的音頻系統(tǒng)中，有哪些重要因素影響其總體成本？ 我們?cè)鯓硬拍軐⒊杀緶p至最低？

　　D類放大器的有源器件是開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和調(diào)制器。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。

　　D類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本（以及PCB面積），例如，散熱片或風(fēng)扇。D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當(dāng)驅(qū)動(dòng)數(shù)字音頻源時(shí)，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）將音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。對(duì)于處理模擬輸入的D類放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對(duì)于數(shù)字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。

　　另一方面，D類放大器的主要成本缺點(diǎn)是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競(jìng)爭(zhēng)力，因?yàn)樵谏嵫b置節(jié)省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。在極個(gè)別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應(yīng)用中的一個(gè)問(wèn)題。

　　為了滿足這些考慮，有時(shí)會(huì)完全取消LC濾波器，以采用無(wú)濾波放大器設(shè)計(jì)。這樣可節(jié)省成本和PCB面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒(méi)有濾波器，EMI和高頻功耗的增加將會(huì)不可接受，除非揚(yáng)聲器采用電感式并且非?？拷糯笃?，電流環(huán)路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設(shè)計(jì)在便攜式應(yīng)用中經(jīng)常采用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統(tǒng)，例如，家庭音響。

　　另一種方法是將每個(gè)音頻通道所需要的LC濾波器元器件數(shù)減至最少。這可以通過(guò)使用單端半橋輸出級(jí)實(shí)現(xiàn)，它需要的電感器和電容器數(shù)量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級(jí)需要雙極性電源，那么與產(chǎn)生負(fù)電源相關(guān)的成本可能就會(huì)過(guò)高，除非負(fù)電源已經(jīng)有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分?jǐn)傌?fù)電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會(huì)降低輸出功率并且經(jīng)常需要使用一個(gè)大的隔直流電容器。