將差分輸出（隔離式）放大器產(chǎn)品連接到單端輸入ADC

無論您是檢測(cè)工業(yè)三相伺服電機(jī)系統(tǒng)、電動(dòng)汽車電池管 理系統(tǒng)還是光伏逆變器中的電流，通常都需要包含某種 安全隔離方案。安全相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)定義了與特定設(shè)計(jì)相關(guān)的 終端設(shè)備特定隔離要求。確定所需安全絕緣級(jí)別（基本、補(bǔ)充或增強(qiáng)）需要考慮各種因素，具體取決于設(shè)備 類型、所涉及的電壓水平以及設(shè)備的安裝環(huán)境。

TI 提供了各種用于電壓和電流分流檢測(cè)的隔離式分流放大產(chǎn)品，可滿足基本或增強(qiáng)型隔離要求。對(duì)于需要增強(qiáng)型隔離的應(yīng)用，AMC1301 輸出 圍繞 1.44V 共模電壓變化的全差分信號(hào)，可以直接饋送到獨(dú)立模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 中（如圖 1 所示），或者饋 送到 MSP430TM 和 C2000TM 微控制器系列的板載ADC中。

嵌入式 ADC

MSP430 和 C2000 處理器系列都具有嵌入式單端輸入 ADC - 因此問題 變?yōu)椤叭绾螌⒃摬罘中盘?hào)傳輸?shù)轿业?單端數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中？”為達(dá)到這一目標(biāo)，最簡(jiǎn)單的方法 是僅使用 AMC1301 的一個(gè)輸出，將第二個(gè)輸出懸空。 該解決方案的缺點(diǎn)是數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器只能使用一半的輸出電 壓擺幅，從而降低了測(cè)量的動(dòng)態(tài)范圍。AMC1301 的模擬 輸入范圍是 ±250mV。在 8.2 的固定增益下，VOUTN 和 VOUTP 電壓為 ±1.025V，圍繞 1.44V 共模輸出電 壓變化，如圖 2 所示。差分輸出電壓為 ±2.05V。

通過添加差分轉(zhuǎn)單端放大器輸出級(jí)（如圖 3 所示）， 使 ADC 能夠?qū)崿F(xiàn) AMC1301 的整個(gè)輸出范圍。

假設(shè)在 VIN 處施加 ±250mV 的滿量程 正弦波，AMC1301 的內(nèi)部增益將在相位差為 180 度的 V OUTP 和 VOUTN 點(diǎn)提供 2.05V 的峰峰值輸出。這些信號(hào) 之間的差值 VODIF 具有 4.1V 的峰峰值。當(dāng) R1 = R4 且 R2 = R3 時(shí)，公式 1 顯示了輸出級(jí)的傳遞函數(shù)：

在公式 1 中為 R1 至 R4 使用等值電阻器并將 VCM 設(shè) 置為 2.5V，則公式 1 簡(jiǎn)化為公式 2：

圖 4 顯示了 AMC1301 的輸入和輸出電壓， 最終差分轉(zhuǎn)單端輸出級(jí)的輸出電壓。全新 差分電壓可轉(zhuǎn)換為 0.5V 至 4.5V 的單端信號(hào)。

根據(jù) ADC 的輸入電壓范圍，您可以將增益或衰減納入差分轉(zhuǎn)單端級(jí)，以調(diào)整輸出擺幅。輸出共模電壓是可調(diào)的，以供同時(shí)滿足 ADC 的輸入需求。

設(shè)計(jì)示例

大多數(shù) MSP430 器件上的嵌入式 ADC 在使用內(nèi)部電壓 基準(zhǔn)時(shí)的輸入電壓范圍為 0V-2.5V。使用 AMC1301 的 VOUTP 將為 ADC 提供 0.415V 至 2.465V 的輸入信 號(hào)，該信號(hào)完全處于轉(zhuǎn)換器的輸入范圍內(nèi)，同時(shí)僅使用 AMC1301 的一半輸入范圍。如圖 5 所示，通過使用增 益為 0.5 的差分轉(zhuǎn)單端放大器配置和 1.25V 的共模電壓，AMC1301 的整個(gè)電壓范圍適用 于 ADC。

以 MC1301 的單個(gè)輸出來驅(qū)動(dòng)使 單端 ADC，但在輸出端添加雖用 差分轉(zhuǎn)單端運(yùn)算放大器級(jí)可然A確保目標(biāo)應(yīng)用具有最大的可能動(dòng)態(tài)范圍。

備選器件建議

AMC1100 或 AMC1200 以較低的價(jià)格提供與 AMC1301 性 能類似的基本隔離。對(duì)于需要雙極輸出選項(xiàng)的應(yīng)用， TLV170 是很好的選擇。

突破分立式電流檢測(cè)放大器的最大共模范圍

對(duì)于高側(cè)電源電流檢測(cè)需求，您必須了解電源的最大電壓額定值。最大電源電壓將決定電流檢測(cè)放大器的選 擇。電流檢測(cè)放大器的共模電壓應(yīng)超過電源上的最大電 壓。例如， 如果您要在瞬態(tài)電壓不超過 96V 的 48V 電源上測(cè)量 電流，則需要設(shè)計(jì)一個(gè)最大共模電壓支持 96V 的電流 檢測(cè)放大器。

對(duì)于一個(gè) 400V 電源，您需要選擇共模 電壓支持 400V 的電流檢測(cè)放大器。 如果您需要實(shí)現(xiàn)小于 1% 精度的目標(biāo)，那么高壓、高側(cè)電流檢測(cè)的成本可能會(huì)很昂貴。對(duì)于高于 90V 的 共模電壓，電流檢測(cè)放大器的選擇通常 僅限于可能很昂貴且需要龐大物料清單 （BOM） 的隔離 技術(shù)。但是，通過添加一些廉價(jià)的外部組件（如電阻 器、二極管和 P 溝道金屬氧化物半導(dǎo)體 （PMOS） 場(chǎng)效 應(yīng)晶體管 （FET），可以將低壓共模電流檢測(cè)放大器擴(kuò)展到超出其最大額定值。

采用電阻器的共模電壓分壓器

監(jiān)測(cè)高壓高側(cè)電流檢測(cè)的 最簡(jiǎn)單方法是在設(shè)計(jì)中采用具有外部輸入電壓分壓器 的低壓電流檢測(cè)放大器。例如，如果您為 80V 應(yīng)用 選擇 40V 共模電壓放大器，則需要 將 80V 輸入共模電壓 拆分為 40V 共模電壓。您可以使用外部電阻分壓器來拆分該 電壓，如圖 1 所示。

不過，這是一種簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)方法，其優(yōu)缺點(diǎn)很明顯。 放大器的增益誤差和共模抑制比 （CMRR） 取決于外部輸入分壓器電阻器的精度和匹配度。除了增益誤差和 CMRR 誤差之外，外部電阻 器的容差也會(huì)引起輸入電壓的不平衡，從而導(dǎo)致額外的輸出誤差。

此誤差會(huì)隨溫度的升高而增加，具體取決于電阻器的漂移規(guī)格。 一種最大程度地減小輸出誤差的方法是使用匹配 0. 1% 精度的低溫度漂移外部電阻分壓器。

擴(kuò)展電流輸出放大器的共模范圍

由于分壓器具有輸出誤差和性能下降的嚴(yán)重后果，因此 另一種方法是將電流輸出放大器的接地基準(zhǔn)移到高壓共 模節(jié)點(diǎn)，如圖 2 所示。圖 2 允許在超出 INA168 額定 共模電壓 （60V） 的更高電壓下進(jìn)行電流檢測(cè)。 通過設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)?PMOS FET （Q1），您可將此技術(shù)擴(kuò)展到任何超 過 60V 的電壓。

在圖 2 中，齊納二極管 DZ1 用于調(diào)節(jié)電流分流監(jiān)控器工作的電源電壓，該電壓會(huì)相對(duì)于電源電壓浮動(dòng)。 DZ1 可在預(yù)期的電源電壓范圍（通常為 5.1V 至 56 V）內(nèi)為 IC1 和 Q1 的組合提供足夠的工作電壓。選 擇 R1 可將 DZ1 的偏置電流設(shè)置為某個(gè)大于 IC1 最 大靜態(tài)電流的值。

圖 2 中顯示的 INA168 在 400V 時(shí)的最大額定值 為 90μA。DZ1 中的偏置電流在 400V 時(shí)約為 1m A，遠(yuǎn)高于 IC1 的最大電流（所選的偏置電流值 可以將 R1 中的耗散限制為小于 0.1W）。將 P 溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管 （MOSFET） Q1 連接到共源共柵放大器，可將 IC1 的輸出電流降至接地 電平或更低。晶體管 Q1 的 額定電壓應(yīng)比總電源與 DZ1 之間的差值高幾伏特，因 為 Q1 源極上會(huì)出現(xiàn)向上電壓擺動(dòng)。選擇 RL（IC1 的 負(fù)載電阻器）時(shí)假設(shè) IC1 是單獨(dú)使用的。Q1 的共源共 柵放大器連接可確保使用 IC1 時(shí)可遠(yuǎn)高于其正常的 60 V 額定值。圖 2 中顯示的示例電路是專為 400V 工作電壓設(shè)計(jì)的。

擴(kuò)展功率監(jiān)視器的共模電壓范圍高壓系統(tǒng)（40V 至 400V）的系統(tǒng)優(yōu)化和功耗監(jiān)控若經(jīng)過精確實(shí)施，可以改善系統(tǒng)功耗管理和效率。了解電流、電壓和系統(tǒng)功耗信息有利于診斷故障或計(jì)算系統(tǒng)的總功耗。監(jiān)控故障和功耗優(yōu)化可防止過早出現(xiàn)故障并顯著降低功耗（通過優(yōu)化系統(tǒng)關(guān)閉和喚醒）。

圖 3 說明了如何在支持 40V 至 400V 系統(tǒng)的應(yīng)用中采 用 36V 共模電壓功耗監(jiān)控器件 INA226。圖 2 顯示了用于將分流電阻器上的感應(yīng)電壓鏡像到精密電阻器 R1 上的精密軌至軌 OPA333 運(yùn)算放大器。 OPA333 在其電源引腳之間使用 5.1V 齊納二極管浮動(dòng)高達(dá) 400V。

該運(yùn)算放大器用于驅(qū)動(dòng)電流跟隨 器配置中的 600V PFET 的柵極。通過選擇低泄漏 PF ET，即使在測(cè)量的低端也能獲得準(zhǔn)確的讀數(shù)。R1 上的電壓可設(shè)置 FET 的漏極電流。

通過使 FET 漏極中的電阻器 R2 匹配為等于 R1，R2 上將形成 VSEN SE 電壓 （VR2）。INA226 電流監(jiān)控器的輸入端連接在 R2 上，用于電流檢測(cè)。因此，該電流監(jiān)控器不需要高共模能力，因?yàn)樗荒軝z測(cè)到在 VSENSE（通常小于 100mV）左右徘徊的共模電壓。INA226 是具有 I2C 接口的高精度電流/電壓/功率監(jiān)控器。

INA226 還可以檢測(cè)小于 36V 的總線電壓。由于此處使用的總線電壓為 400V，因此采用分壓器將高壓總 線降壓到 INA226 共模范圍內(nèi)的電壓。采用 64 的比率后，總線電壓的最低有效位 （LSB） 可以相應(yīng)地增減， 以獲得實(shí)際的總線電壓讀數(shù)。在這種情況下，您可以使用修改后的 80mV LSB。為分壓器選擇精密電阻器有助于保持總線測(cè)量精度。

雙 DRV425 匯流條應(yīng)用的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

（本文檔是對(duì)“匯流條工作原理”應(yīng)用報(bào)告和 “雙 DRV425 匯流條應(yīng)用設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)”TI 應(yīng)用手冊(cè)的 補(bǔ)充。）

可用來感應(yīng)電流的方法有許多種。大多數(shù)應(yīng)用都基于分 流電阻器上的電壓測(cè)量。該方法很難處理高電流 （》100A） 和/或高電壓 （》100V）。對(duì)于超出這些水平的設(shè) 計(jì)，基于磁場(chǎng)的電流檢測(cè)是 一種常見的解決方案。在基于磁場(chǎng)的解決方案中，測(cè) 量的磁 場(chǎng) （B） 與電流 （I） 成正比，與到電流承載導(dǎo)體的距離 （r） 成反比（安培定律），如圖 1 所示。

可以使用兩個(gè) DRV425 集成磁通門磁場(chǎng)傳感器（放置 在匯流條中心的鏤空中）來檢測(cè)流經(jīng)匯流條的高電 流。 由于電流在鏤空周圍 被分為相等的兩部分，因此會(huì)在鏤空的每側(cè)周圍產(chǎn)生一 個(gè)磁場(chǎng)梯度。鏤空內(nèi)存在的磁場(chǎng)線沿相反的方向流動(dòng)。 DRV425 器件的最大磁場(chǎng)感應(yīng)范圍為 2mT。在使用該實(shí) 現(xiàn)方法進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，您需要查明系統(tǒng)級(jí)注意事項(xiàng)，以防 超出該最大范圍。該設(shè)計(jì)的性能受鏤空配置、DRV425 的印刷電路板 （PCB） 布局方向和雜散干擾磁場(chǎng)位置的影響。

TI 建議的實(shí)施方式是在匯流條中心形成一個(gè)孔，使 DRV425 器件靈敏度軸在 PCB 上沿垂直方向，如圖 2 所 示。當(dāng)孔位于匯流條中心時(shí)，電流將在孔的周圍被分為相等的部分。由于磁場(chǎng)與 電流流動(dòng)方向垂直，因此該孔會(huì)在電流在其周圍流動(dòng)時(shí) 對(duì)孔內(nèi)的磁場(chǎng)進(jìn)行放大。

孔的尺寸需要盡可能小，但至少要大于為雙 DRV425 器 件設(shè)計(jì)的 PCB 的寬度?？自叫。U空的每側(cè)生成的磁場(chǎng)就越大。孔每側(cè)周圍的磁場(chǎng)呈橢圓形，并且方向在鏤 空內(nèi)彼此相反。鏤空的每側(cè)產(chǎn)生的磁場(chǎng)強(qiáng)度在鏤空中心為零，隨著向鏤空的邊緣移動(dòng)逐漸增大。每個(gè)磁場(chǎng)的強(qiáng)度將在鏤空內(nèi)的 y 軸中達(dá)到最大。這使得沿著 PCB 垂直方向的每個(gè) DRV425 器件能夠檢測(cè)到所需磁場(chǎng)的較大強(qiáng)度。

每個(gè)器件的靈敏度軸在 PCB 上沿著相反的方向，從而可以測(cè)量到兩倍的所需磁場(chǎng)。該方向的另一個(gè)好處是可以降低或消除任何雜散磁場(chǎng)的影響，因?yàn)樗鼈?僅 在鏤空內(nèi)沿一個(gè)方向流動(dòng)。

不過，該配置并非對(duì)所有系統(tǒng)都有效。注意設(shè)計(jì)中所 有磁場(chǎng)的影響是實(shí)現(xiàn)最佳性能的關(guān)鍵。讓我們來研究 一下選擇不同配置的可能原因。

孔與槽

由于當(dāng)電流環(huán)繞在孔周圍時(shí)磁場(chǎng)會(huì)放大，因此建議使用孔。由于雜散磁場(chǎng)不會(huì)由于孔而產(chǎn)生任何放大，因此該配置可提供更佳的信噪比水平。 但也有兩種使用槽配置的原因：

? 低電流/小匯流條。當(dāng)使用垂直 PCB 器件布局方向時(shí)，如果匯流條的大小不足以容納孔，槽配置可支持更窄的開口。更小的開口會(huì)導(dǎo)致雙 DRV425 器件 獲得更大的磁場(chǎng)差分。

? 大電流/大匯流條。由于槽不具有孔的放大效應(yīng)，因此槽將針對(duì)相同的電流和鏤空寬度產(chǎn)生更小的磁場(chǎng)。

垂直與水平

垂直和水平描述的是 DRV425 內(nèi)部磁通門傳感器靈敏度軸的 PCB 布局方向。在垂直布局中， 每個(gè) DRV425 器件的靈敏度軸位于 y 軸中。每個(gè)器件測(cè)量任何磁場(chǎng)的 y 軸分量。類似地，在水平布局中， 每個(gè) DRV425 器件的靈敏度軸位于 x 軸中，測(cè)量任何磁場(chǎng)的 x 軸分量。

有趣的是，每個(gè)器件在兩個(gè)方向上檢測(cè)到的所需差分磁 場(chǎng)非常類似。TI 建議使用垂直 PCB 布局，因?yàn)殓U空內(nèi) 每個(gè) DRV425 器件檢測(cè)到的值更大。但也存在使用水平 PCB 器件布局方向的原因：y 軸中具有較大的雜散場(chǎng)。

如圖 3 所示，在將雜散磁場(chǎng)削減掉之前，每個(gè) DRV42 5 器件都能檢測(cè)到雜散磁場(chǎng)的強(qiáng)度。雖然兩個(gè) DRV425 器件之間的物理間距可能較小，但可能會(huì)存在一個(gè)或 兩個(gè) DRV425 器件檢測(cè)到的總磁場(chǎng) 超過 2mT 磁場(chǎng)范圍限值的情況。這會(huì)導(dǎo)致無效的測(cè) 量。由于磁場(chǎng)強(qiáng)度與距離成反比， 因此需要在系統(tǒng)級(jí)別評(píng)估與雜散場(chǎng)源（如另一個(gè)匯流 條）的距離，以確保任一 DRV425 都不會(huì)發(fā)生飽和情況。

對(duì)于任何磁場(chǎng)測(cè)量，了解系統(tǒng)級(jí)影響是實(shí)現(xiàn)最佳性能系 統(tǒng)的關(guān)鍵。雜散磁場(chǎng)無法消除，但您可以將其影響降至最低。

備選器件建議

AMC1305 使用外部分流電阻器提供板載隔離。

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