作者：羅鵬，張樹春，王慧，李慶委?
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? ? ? ?引言

固定頻率峰值電流模式PWM（Pulse WidthModulation） DC-DC變換器同傳統(tǒng)的電壓模式控制相比，具有瞬態(tài)響應(yīng)好，輸出精度高，帶載能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，因而被廣泛應(yīng)用。作為重要的模擬單元，斜坡補(bǔ)償電路和電流采樣電路是電流模式PWM控制的根基，對電流模式控制中電流環(huán)路的穩(wěn)定性起著重要作用。

1 電路結(jié)構(gòu)

圖1所示是典型峰值電流模式PWM Boost DC-DC控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。當(dāng)電壓外環(huán)的電壓反饋信號經(jīng)過誤差放大器放大得到的誤差信號VE送至PWM比較器后，將與電流內(nèi)環(huán)的一個變化的、其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波信號VE比較，從而得到PWM脈沖關(guān)斷閾值。即：

在（1）式中：第一項(xiàng)為斜坡補(bǔ)償部分，用于保證電流環(huán)路的穩(wěn)定；第二項(xiàng)反映了電感電流的大小，通常由電流采樣電路產(chǎn)生；第三項(xiàng)用于產(chǎn)生一個固定的基礎(chǔ)電平，以為PWM比較器輸入端圖1 典型峰值電流模式PWMBoostDC—DC控制系統(tǒng)框圖提供一個合適的直流工作點(diǎn)。

因此，峰值電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是通過控制峰值輸出端的電感電流大小，然后來間接地控制PWM脈沖寬度。

但是，電流模式的結(jié)構(gòu)決定了其應(yīng)用時存在電流內(nèi)環(huán)在占空比大于50％時的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象、亞諧波振蕩、非理想的環(huán)路響應(yīng)，以及容易受噪聲影響等幾個固有缺點(diǎn)。針對上述問題，在環(huán)路的補(bǔ)償方式上，除了電壓環(huán)路的RC串聯(lián)補(bǔ)償之外，還必須對電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，以滿足電流環(huán)路的穩(wěn)定性要求。有效的解決方法是采用斜坡補(bǔ)償技術(shù)，并在提高電流采樣精度的同時降低采樣損耗，以保證電流環(huán)路的穩(wěn)定。

本文利用對振蕩器充放電電容上的電壓作V／I轉(zhuǎn)換來得到穩(wěn)定且斜率易于調(diào)節(jié)的補(bǔ)償斜坡，同時采用功率SENSEFET作為采樣器件，并結(jié)合設(shè)計(jì)簡潔的V／I變換，使采樣系數(shù)不受溫度和工藝的影響，從而在得到較高精度采樣值的同時，還減低了損耗。

2 電路原理分析

2．1 斜坡補(bǔ)償

圖2給出了在誤差信號VE上疊加斜坡補(bǔ)償電壓的方法。VE為電壓反饋回路的誤差放大信號，實(shí)線波形為未加擾動的電感電流，虛線為疊加△I0擾動量的電感電流，D為占空比，m1、m2分別為采樣得到的等效電感電流的上升和續(xù)流斜率。

而經(jīng)過n個周期后，由△I0引起的電流誤差△In為：

由式（3）可以看出，當(dāng)m250％時，電流誤差△In將逐漸放大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。

圖2（c）是D》50％時，疊加補(bǔ)償電壓后的電感電流波形。對于該波形，有：

顯然，要使環(huán)路穩(wěn)定，必須使△I1》m1）滿足系統(tǒng)的開環(huán)穩(wěn)定性要求。

圖1所示的電路同時給出了在電流反饋電壓上疊加斜坡補(bǔ)償電壓的方法。通過比較分析可知，兩種補(bǔ)償方法在效果上是等效的，但是第二種方法中的電路實(shí)現(xiàn)相對更簡單，因此較為常用。

2．2 電流采樣原理與方法

傳統(tǒng)電流采樣方法是在開關(guān)管的電流通路上串接檢測電阻，這樣不僅降低了DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率，而且對于傳統(tǒng)工藝來說，制作這樣的小電阻也很困難。為了彌補(bǔ)這些不足，本文在SENSEFET采樣方法的基礎(chǔ)上，加入了簡潔的V／I變換電路，從而形成了一種結(jié)構(gòu)簡單且精度較高的采樣電路，其電路主體如圖l中的采樣電路所示。其中MM為POWER FET，其寬長比設(shè)計(jì)的非常大，可以減小其導(dǎo)通阻抗（本電路的典型值為150 mΩ）；Ms為SENSE FET；檢測電阻RSEN可利用工作在線性區(qū)MOS管的導(dǎo)通阻抗特性，使其寬長比與Ms相同，因此，導(dǎo)通阻抗與Ms的相等，記為RSEN。為了減小采樣損耗，一般必須使（W／L）MM50％），加入斜坡補(bǔ)償?shù)?a target="_blank">仿真波形。

其中，圖5（a）是電感實(shí)際的電流波形。其電感電流峰值為Iinductor_PEAK=1．796 A；圖5（b）是采樣得到的電感電流波形，其采樣電感電流峰值為Isensc_PEAK=10．505μA。

由于設(shè)計(jì)中的典型值R2=R3=10 kΩ，RDS（MM）=150 mΩ，RDS（MS）=15 Ω，n=100，故其電流采樣系數(shù)α為：7．5x10-6，采樣精度為77．9％。

圖5（c）是斜坡補(bǔ)償電路產(chǎn)生的斜坡電流波形，實(shí)測的補(bǔ)償斜坡的斜率為5．487 A／s，時鐘CLK為1．2 MHz，占空比為85．7％，T1=685．563 ns。由于本設(shè)計(jì)中的典型值為：

V1=0．4 V，V2=1 V，R=65 kΩ。

故可得其補(bǔ)償斜坡的斜率為：m=6．732 A／s。

因此可知，本設(shè)計(jì)的補(bǔ)償斜坡已經(jīng)達(dá)到較高精度（81．5％），可以滿足設(shè)計(jì)要求；

圖5（d）是電感電流采樣值與補(bǔ)償斜坡的合成波形。可以看出，其斜坡補(bǔ)償?shù)募尤胗行У囊种屏藖喼C波振蕩。

5 結(jié)束語

本文針對峰值電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器固有的不穩(wěn)定性，設(shè)計(jì)了斜坡補(bǔ)償電路。采用固定斜率補(bǔ)償技術(shù)，雖然在小占空比條件下會減弱電流模式PWM控制的優(yōu)點(diǎn)，但其電路結(jié)構(gòu)簡單，容易調(diào)節(jié)，可降低設(shè)計(jì)難度，同時針對一般的便攜式設(shè)備，完全可以滿足應(yīng)用要求；而電流采樣電路使用SENSE FET，同時結(jié)合緩沖級和V／I轉(zhuǎn)換電路，可在采樣精度得到提高的同時減小損耗。因此，本設(shè)計(jì)中的兩個V／I轉(zhuǎn)換電路可以較好地移植到其它DC-DC變換器電路中。

目前，本電路已經(jīng)應(yīng)用在一款升壓型DC-DC芯片中，并且已經(jīng)完成了前期仿真。仿真結(jié)果達(dá)到了預(yù)期要求，證明了該電路的可行性。

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