揭開射頻轉(zhuǎn)換器模擬輸入的全部奧秘

讓我們面對現(xiàn)實(shí)吧：模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 的工作方式不同。他們的模擬輸入是對電壓輸入敏感的設(shè)備，這讓射頻 (RF) 工程師對于如何將 ADC 與模擬輸入相匹配而摸不著頭腦。

更令人困惑的是，模擬輸入接口通常本質(zhì)上是差分的，并且在內(nèi)部采樣開關(guān)以光速打開和關(guān)閉時具有隨時間變化的輸入阻抗。該輸入阻抗被認(rèn)為是 ADC 輸入帶寬上的真實(shí)電阻值，但當(dāng)繪制在史密斯圓圖上時，跡線曲線只是繞來繞去。

在本文中，我將介紹與模擬輸入權(quán)衡相關(guān)的一些細(xì)節(jié)，以及如何根據(jù)模擬輸入網(wǎng)絡(luò)正確推導(dǎo)出 ADC 的滿量程范圍(以 dBm 為單位)。

一切都與凈空高度有關(guān)

很久以前，高速 ADC是在支持高達(dá) 10-Vpp 滿量程電壓擺幅的工藝節(jié)點(diǎn)上設(shè)計的。

它們甚至是單端的。設(shè)置 ADC 的基準(zhǔn)為您提供了使?jié)M量程范圍單極或雙極的一些靈活性。

如今，工藝節(jié)點(diǎn)很小(65 nm 或更小)，ADC 的內(nèi)部模擬輸入前端偏置在 <2 V。這顯著降低了裕量，當(dāng)信號鏈設(shè)計需要與1 或 2 Vpp 滿量程范圍，其中 RF 停止，ADC 開始。

今天，大多數(shù)高速 ADC 采用差分輸入。這意味著您只有四分之一的信號擺幅可以環(huán)繞共模電壓 (VCM) 偏置，或者每個模擬輸入處理一半的擺幅。圖 1說明了單端與差分信號的特性和定義

圖 1：單端與差分模擬輸入信號

ADC的模擬輸入VCM很重要，需要外部輸入網(wǎng)絡(luò)前端來滿足;否則，設(shè)備將面臨其他性能挑戰(zhàn)。

通過對信號擺幅進(jìn)行差分劃分，該接口使您能夠在全量程范圍內(nèi)(即 1 或 2 Vpp)保持較高的電壓電平;因此，模擬輸入的差分特性可實(shí)現(xiàn)更小的工藝節(jié)點(diǎn)。

全面權(quán)衡

一些 ADC 非常靈活，專門使用幾個(幾千個)串行外設(shè)接口 (SPI) 寄存器來改變滿量程擺幅。請記住，具有較大滿量程范圍的設(shè)計通常會產(chǎn)生更好的信噪比 (SNR)。但更好的 SNR 性能通常會降低無雜散動態(tài)范圍 (SFDR) 的諧波性能。

SNR 增加是因為信號擺幅現(xiàn)在可以更大，假設(shè)噪聲保持不變。相反，較小的滿量程范圍可實(shí)現(xiàn)更好的 SFDR(HD2 和 HD3);但是，SNR 有輕微的犧牲。見圖。2和3來理解這些權(quán)衡。

圖 2：最小滿量程值 (430-mVpp) = SFDR 增加

如圖2所示，輸入滿量程范圍從默認(rèn)值 800 mVpp 變?yōu)?430 mVpp。這反映了 SFDR 或 HD2 和 HD3 的輕微增加。輸入滿量程值從默認(rèn)的 800 mVpp 變?yōu)?1.0 Vpp 會導(dǎo)致 SNR 略有增加，如圖3 所示。注意圖 3與圖 2中的 HD2 和 HD3 下降。

圖 3：最大滿量程值 (1.0-Vpp) = SNR 增加

在任何一種情況下，您都可以通過優(yōu)化滿量程值為您的應(yīng)用“撥入”最佳交流性能。

其他 SPI 寄存器允許您更改輸入阻抗，可能將差分輸入上的輸入阻抗減半或加倍。這意味著您可以在設(shè)計前端時優(yōu)化“匹配”網(wǎng)絡(luò)。輸入滿量程范圍的值將再次發(fā)生變化。并非所有 ADC 都提供這些功能，但有些提供這些功能，這比更改前端電路以適應(yīng)不同應(yīng)用或向前端網(wǎng)絡(luò)添加額外組件更容易。

全面擊穿

讓我們通過一個示例來說明在為 ADC 設(shè)計高速匹配網(wǎng)絡(luò)時所涉及的權(quán)衡取舍。平衡不平衡轉(zhuǎn)換器和前端網(wǎng)絡(luò)會給整個信號鏈增加損耗和額外的噪聲系數(shù)，因此在設(shè)計過程中了解輸入驅(qū)動的權(quán)衡和優(yōu)化滿量程值是相關(guān)的。輸入驅(qū)動定義了在接口網(wǎng)絡(luò)(在本例中為無源巴倫網(wǎng)絡(luò))前以滿量程驅(qū)動轉(zhuǎn)換器所需的信號量(以 dBm 為單位)。

在示例中，ADC 是德州儀器 (Texas Instruments) 的射頻采樣 12 位ADC12DJ5200RF，巴倫是 Marki Microwave 的 BAL-0009SMG。前端電阻網(wǎng)絡(luò)將巴倫的差分輸出連接到 ADC 差分輸入。參見圖 4。

圖 4：示例前端網(wǎng)絡(luò)

接下來讓我們做一些計算。如果您手邊沒有 dBm 計算器，我建議您將最新的圖形計算器應(yīng)用程序下載到您的手機(jī)上。

ADC12DJ5200RF 的默認(rèn)模擬輸入滿量程范圍為 800 mVpp (Vfs)，內(nèi)部有 100Ω (R ADC ) 差分負(fù)載，以 dBm 計算(公式 1)：

P ADC = 10*log((Vfs/2/sqrt(2)) 2 /Radc/1e03) 或 10*log((800m/2/sqrt(2)) 2 /100/1e-3) = -0.97 dBm (1)

由于輸入網(wǎng)絡(luò)是差分的，因此處理數(shù)字可能會變得有些困難。但通過使用單端方法，ADC 輸入端的滿量程電壓值為 400 mVpp (Vfs/2) 或 -3.97 dBm。

通過使用如上所述的前端電阻網(wǎng)絡(luò)，您可以計算分壓器以了解實(shí)現(xiàn) 400-mVpp (Vfs/2) 滿量程值所需的損耗。

R ADC /2 = 50 Ω 和 Rs 形成電阻分壓器或 Va = (Vfs/2)*(((R ADC /2)+Rs)/R ADC ) = 0.47 V，這為您提供單端電壓輸入在盧比和室溫。

現(xiàn)在，讓我們計算巴倫輸出端的單端電壓(公式 2)：

Vb = Va*(((((R ADC /2)+Rs)||(Rt/2))+Rs)/(((R ADC /2)+Rs)||(Rt/2))) = 0.57 伏 (2)

您可以將此單端電壓設(shè)為差分電壓或 2*Vb 或 1.13 V = Vdiffbo。巴倫輸出的功率表示為公式 3：

Pbo = 10*log((((Vdiffbo/2/sqrt(2)) 2 )/R ADC )/1e-3) = 2.06 dBm (3)

現(xiàn)在是有趣的部分：要么查閱預(yù)期巴倫的數(shù)據(jù)表，要么在最近的四端口矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀上測量巴倫并使用 SDS21。這將產(chǎn)生單端到差分測量并提供正確的巴倫插入損耗。在本例中，測量 BAL-0009SMG 在 1 GHz 時產(chǎn)生 4.2 dB 的損耗。見圖。

圖 5：Marki Microwave BAL-0009SMG 巴倫的 SDS21 插入損耗圖

將巴倫損耗與巴倫輸出端的輸出功率相加(電阻網(wǎng)絡(luò)損耗)決定了輸入驅(qū)動：2.06 + 4.2 或 +6.26 dBm;+6.26 dBm 是將巴倫初級上的模擬輸入信號驅(qū)動到 ADC 滿量程所需的輸入幅度。

因此，從上到下的總損耗為 6.26 + 0.97，即 7.26-dBm 損耗。還記得實(shí)現(xiàn)滿量程值的 P ADC方程(結(jié)果為 -0.97 dBm)嗎?將該結(jié)果也添加回來。

關(guān)于噪聲系數(shù)的快速說明：在設(shè)計模擬接收器鏈時，巴倫和前端網(wǎng)絡(luò)中的損耗也很重要。在這種情況下，噪聲系數(shù)添加將是找到的損耗或 6.26 dBm，這是 1.3 Vpp 的值與 800 mVpp 的默認(rèn)滿量程值。這意味著接收器信號鏈中的額外噪聲系數(shù)為 20*log(1.3/0.8) = 4.22 dB。

現(xiàn)在，讓我們采用不同的方法：在實(shí)驗室中使用 ADC12DJ5200RF 評估模塊對其進(jìn)行測量。使用信號發(fā)生器，撥入輸出電平，直到 ADC 非常接近 1 GHz 的滿量程值。在這種情況下，輸入滿量程值為信號發(fā)生器讀數(shù)的 +6.3 dBm。請記住，巴倫變化和電纜/連接器損耗可能會導(dǎo)致一些差異。見圖6。