近幾十年來，電力電子設備發(fā)展迅速，主要是由于半導體開關速度越來越快，這使得設計更小的電力存儲組件（如電容器和電感）成為可能。結合更高的效率，這可以實現(xiàn)更小的電力電子元件，如電源單元和DC-DC轉換器。

在過去的幾十年里，半導體開關得到了不斷的增強。最新的半導體開關，例如超級結MOSFET（SJ）、碳化硅MOSFET（SiC）和氮化鎵（GaN）晶體管，其開關時間比傳統(tǒng)MOSFET短近10倍。這導致開關損耗顯著降低，進而允許更高的開關頻率。由于這一點和效率的提高，可以實現(xiàn)更小的開關電源設計體積。

這些優(yōu)勢并不適用于用于開關電源和 DC-DC 轉換器的所有開關拓撲。由于高效和低成本控制器IC的可用性，近年來使用了各種諧振轉換器概念，其特點是在電源打開或關閉的那一刻，開關元件上的電流或電壓已經為零，從而防止任何功率或能量損失（ZVS或ZCS： 零電壓開關和零電流開關）。由于這些開關概念通常涉及真正的諧振轉換器，原則上不會產生任何功率損耗，因此在使用開關速度更快的元件時，開關損耗不會進一步降低。例如，圖 1 顯示了典型 Traco Power 工業(yè)電源單元的一般電路圖，輸入端為 PFC 轉換器，輸出端為諧振轉換器。整個電能流過標有L和C的元件，電容器和電感的值基本上根據(jù)諧振頻率確定轉換器的開關頻率。

圖1.Traco 開關電源的典型通用電路圖，輸入端有一個升壓轉換器，用于產生正弦輸入電流，諧振轉換器用于電位分離和電壓調節(jié)

電源單元的輸入配有升壓DC-DC轉換器（PFC轉換器），該轉換器在輸入端強制準正弦電源輸入電流以校正功率因數(shù)。下游諧振轉換器用于調節(jié)電壓電平，實現(xiàn)與電源電壓的電氣隔離，并調節(jié)電源電壓和負載的變化。然而，由于諧振或半諧振開關PFC轉換器非常復雜，只能以高度復雜的方式實現(xiàn)，因此使用新近可用的非?？焖匍_關的晶體管作為有源高頻開關為該升壓轉換器提供了可行的選擇。

為了通過降低開關損耗，使用這些快速開關元件顯著提高開關電源的效率，還必須降低二極管和整流器的導通損耗。在這方面，建議對升壓轉換器采用所謂的“圖騰柱”拓撲。這使得傳統(tǒng)使用的電源整流器具有相對較高的導電損耗從四個二極管減少到兩個二極管成為可能。相應的詳細信息如圖 2 所示。該電路采用GaN晶體管進行設計和測試。優(yōu)點和缺點以及相關的技術挑戰(zhàn)如下所述。

圖2.“圖騰柱電路”用于校正電源輸入電流的功率因數(shù)。

為什么使用氮化鎵？

超級結型MOSFET（SJ）開關速度非?？?，易于更換，而且價格低廉且易于獲得。缺點是在較高開關頻率下工作時控制功率相對較高，開關損耗高，以及體二極管在反向操作中的恢復時間較長。

碳化硅 MOSFET （SiC） 比 SJ MOSFET 更快，非常適合高阻塞電壓，并具有強大的雪崩行為和具有較短反向恢復時間的體二極管。然而，這些晶體管的控制要復雜一些，因為可能需要負柵極預載。

氮化鎵（GaN）晶體管通常有兩種不同的設計：自導和自阻塞。根據(jù)類型和制造商的不同，這會導致對這些組件的柵極控制有不同的要求。然而，GaN晶體管的優(yōu)勢在于開關時間縮短了十倍，并且消除了體二極管。在某些情況下，這一優(yōu)勢可能證明有必要增加控制和管理這些組成部分的支出。為了能夠充分利用GaN晶體管的所有優(yōu)點，需要一個更復雜的柵極控制電路，該電路通常已經集成到開關斷路器的芯片中。缺點是不同制造商的組件不再兼容，并且不容易相互交換。

通過升壓轉換器和氮化鎵晶體管實現(xiàn)快速開關

在圖3中，升壓轉換器被設計為“圖騰柱電路”。輸出電壓始終高于輸入電壓。根據(jù)輸入電壓的極性，兩個晶體管交替用作有源開關或扼流電流的有源續(xù)流二極管。這些晶體管交替控制占空比為“D”和“（1-D）”。當兩個開關都使用非?？焖匍_關的GaN晶體管時，該級可以在連續(xù)扼流圈電流下工作。這意味著當開關打開或關閉時，扼流圈電流不必為零，因為只會產生非常低的開關損耗。因此，存儲扼流圈可以在明顯較低的高頻交流電下工作。由于在控制技術方面，通過扼流圈和整流二極管的電流得到適當控制，以進一步降低功率損耗，因此整流二極管也可以用導通電阻非常低的SJ MOSFET代替。這導致進一步降低總功率損耗，從而也提高效率。

圖3.圖騰柱輸入轉換器，帶輸入和輸出濾波器，可防止無線電干擾

由于GaN晶體管的開關時間僅為幾納秒，因此寄生電感和容量會產生極高頻振蕩，從而導致輸入和輸出端的嚴重干擾，并對測量產生負面影響。因此，使用了圖3所示的濾波器。在GaN晶體管漏極和源極端子之間測量的開關信號的測量值如圖4所示;相關的測量設計如圖5所示。使用此處使用的GaN晶體管時，很明顯，與漏極源極并聯(lián)的SiC二極管（D3和D4）對于防止死區(qū)時間內的振蕩是必要的（GaN反向導通，柵極“關閉”）。

圖 4 a

圖4 b

圖4.PFC轉換器中GaN晶體管的開關行為，具有（a）和不具有（b）外部SiC并聯(lián)二極管，用于防止瞬態(tài)響應

GaN晶體管漏源電壓的關斷行為測量如圖4所示，包括使用和不使用外部并聯(lián)二極管。開關過程耗時不到 7 納秒，比標準 MOSFET 短約 10 倍。與傳統(tǒng)的MOSFET開關相比，這也導致導通和關斷損耗降低了相同的系數(shù)。

圖5.測量設計。圖片由 Bodo 的動力系統(tǒng)提供 ［PDF］

上圖所示電路設計輸出功率為1000 W;兩個開關晶體管是80mOhm GaN晶體管?？刂坪驼{節(jié)是離散和模擬設置的，因此可以影響和設置所有操作參數(shù)。關斷后的振蕩（如圖4b所示）會產生難以濾除的高頻干擾，需要大量的濾波工作;因此，必須避免它們。

使用GaN晶體管降低電感

損耗和電感大小對升壓轉換器（PFC轉換器）的效率有重大影響。電感的存儲能量與接通和關斷期間的電流幅度呈二次關系;同時，歐姆損耗與電流呈二次增加。另一方面，電感中的磁滯損耗取決于磁芯的體積、電流的交流分量，從而取決于磁流密度和開關頻率變化的行程。評估的測試設計使用的平均開關頻率為100kHz。110VAC和230VAC輸入電壓的扼流圈電流測量值如圖6所示。由于紋波電流水平取決于輸入電壓和升壓電壓之間的差異，因此較低的輸入電壓（圖6a）比具有較高電壓的操作（圖6b）導致更高的紋波電流。在低輸入電壓下，電感中磁性材料的熱損失要大得多，因此必須考慮到這種不利的工作情況。

由于磁芯損耗隨著電感中電流的紋波因數(shù)降低而降低，因此，盡管比磁滯損耗相對較高，但采用GaN晶體管的PFC轉換器提供了使用磁性材料作為具有非常高磁飽和磁通密度的電感的選項。這使得在幾百kHz的低開關損耗下使用更高的開關頻率成為可能。這樣可以進一步減小電感的結構尺寸。

圖 6 扼流圈中的電流 （L2） @ 110V

圖 6 b 扼流圈中的電流 （L2）@ 230V

圖6.測量升壓轉換器（PFC轉換器）電感中的電流，a）電源輸入電壓為110VAC和b）電源輸入電壓為230VAC

干擾增加

GaN晶體管中的短開關過程導致產生方波電流和電壓，由于極高的激活和失活邊緣，會產生高頻干擾電壓和電流。這些是不希望的，必須進行適當?shù)倪^濾，以防止電磁干擾通過連接線或輻射從開關電源傳輸?shù)街車h(huán)境。共模干擾最難濾除;相應的測量結果如圖7所示。

圖7.PFC 轉換器在滿載 1000 W 和電源電壓為 230 VAC 時的共模干擾電流（綠色）和共模干擾電壓（紅色

詳細視圖顯示，100Hz的共模電壓會非常快速地反轉其極性;高頻比例是由升壓二極管的能量恢復引起的。在此過程中，電流無法找到通過二極管D1 D2的路徑，因此通過Y電容作為共模電流流回電網。使用有源升壓二極管的智能控制，并用MOSFET代替無源整流二極管D1 D2，可以顯著降低該電流。

提高效率，減小結構尺寸

PFC轉換器的效率通常由半導體開關的導通和開關損耗以及電感的歐姆和磁化損耗組成。測量總損失并計算個人損失的比例;它們如圖 8 所示。

圖8.在 230 VAC 的電源電壓下，將相對于電源輸入電壓的總損耗分配給各個組件。

由于在較低的輸入電壓下電流較高，電感磁性材料中的損耗較高，因此效率在很大程度上取決于電源輸入電壓。圖 9 總結了這種關系。

圖9. 與帶有SJ MOSFET（橙色）的“邊界模式交錯”PFC相比，帶有GaN晶體管（藍色）的圖騰柱PFC轉換器相對于電源輸入電壓的整體效率。

在PFC轉換器中使用具有合適電路設計的GaN晶體管可以實現(xiàn)超過99%的極高效率。然而，經濟上可行的GaN晶體管在低主電壓下的導通電阻仍然過高，必須使用激活的MOSFET作為主二極管。這使得效率比采用帶橋式整流器的傳統(tǒng)MOSFET的PFC轉換器高3%至5%。在開關電源中結合使用PFC轉換器和諧振轉換器可使整體效率超過96%。

在開關電源中使用GaN晶體管為開關頻率、效率和結構尺寸開辟了新的可能性。然而，為了經濟地使用輸出高達1000 W的開關電源和DC-DC轉換器，一個先決條件是進一步降低這些組件的價格。
審核編輯：陳陳