多電平變換器拓撲結構和控制方法研究??

摘要：多電平變換器作為一種應用于高壓大功率變換場合的新型變換器，其電路拓撲結構和PWM控制方法是當前的一個研究熱點?；陔娖襟槲环绞綄Χ嚯娖阶儞Q電路進行了分類，比較了“二極管或電容箝位”和“使用獨立直流電源箝位”兩類典型多電平電路拓撲結構的優(yōu)缺點，并將現(xiàn)有的多電平PWM控制方法根據其優(yōu)缺點進行了比較，指出了其適用范圍。

關鍵詞：多電平；脈寬調制；電平箝位；拓撲結構；控制策略

1? 引言

??? 近年來，應用于高壓大功率領域的多電平變頻器引起了電力電子行業(yè)的極大關注。由于受電力電子器件電壓容量的限制，傳統(tǒng)的兩電平變頻器通常采用“高—低—高”方式經變壓器降壓和升壓來獲得高壓大功率，或采用多個小容量逆變單元經多繞組變壓器多重化來實現(xiàn)，這使得系統(tǒng)效率和可靠性下降。因而，人們希望實現(xiàn)直接的高壓逆變技術?；陔娏﹄娮悠骷苯哟?lián)的高壓變頻器對動靜態(tài)的均壓電路要求較高，并且輸出電壓高次諧波含量高，需設置輸出濾波器。多電平逆變電路的提出為解決上述問題取得了突破性的進展。

??? 多電平逆變器的一般結構是由幾個電平臺階合成階梯波以逼近正弦輸出電壓。這種逆變器由于輸出電壓電平數(shù)的增加，使得輸出波形的諧波含量減小，開關所承受的電壓應力減小，無需均壓電路，可避免大的dv/dt所導致的電機絕緣等問題。1977年德國學者Holtz首次提出了利用開關管來輔助中點箝位的三電平逆變器主電路，1980年日本的A.Nabae等人對其進行了發(fā)展^[1]，提出了二極管箝位式逆變電路。Bhagwat和Stefanovic在1983年進一步將三電平推廣到多電平的結構^[2]。多電平逆變器主要應用在高壓大功率電機調速、無功補償、有源濾波等領域。

??? 本文在電平箝位基礎上對多電平逆變電路拓撲結構進行了分類，分析了幾種典型多電平電路拓撲的優(yōu)缺點；對幾種多電平電路的PWM控制方法進行了比較分析，討論了各種方法適用的主電路結構。

2? 多電平逆變電路的主電路拓撲分析

??? 至今已提出多電平逆變電路的多種主電路拓撲結構，目前應用較為廣泛的幾種按照電壓箝位方式可以分為兩大類：

??? 1）使用無源元器件如二極管或電容箝位的多電平逆變電路拓撲，包括二極管箝位式、電容懸浮式、電容電壓自平衡式3種；

??? 2）使用獨立直流電源箝位的多電平逆變電路拓撲，包括功率單元串聯(lián)和混合單元串聯(lián)2種。

2.1? 二極管或電容箝位的多電平逆變電路拓撲

2.1.1? 二極管箝位式多電平逆變電路

??? 二極管箝位式多電平逆變電路的特點是采用多個二極管對相應的開關器件進行箝位，同時利用不同的開關組合輸出所需的不同電平。圖1是二極管箝位式5電平逆變電路拓撲結構，它具有4個電容，能輸出5電平的相電壓，線電壓為9電平。對于M電平電路，直流側需M－1個電容，能輸出M電平的相電壓，線電壓為(2M－1)電平。它的輸出電壓和輸出電流的總諧波畸變率都大大減小。這種結構有顯著的優(yōu)點，即利用二極管進行箝位，解決了功率器件串聯(lián)的均壓問題。

圖 1 二 極 管 箝 位 式 5電 平 逆 變 電 路

Fig.1 Three phases five levels diode neutral point clamped converter

??? 但是，二極管箝位式多電平變頻器也有如下缺點。

??? 1）雖然開關器件被箝位在V_dc/(M－1)電壓上，但是二極管卻需要不同倍數(shù)的V_dc/(M－1)反向耐壓。如果使二極管的反向耐壓與開關器件相同，則需要多管串聯(lián)，如圖2(a)所示，其數(shù)目為(M－1)(M－2)/2，當M很大時，增加了實際系統(tǒng)的實現(xiàn)難度。

??? 2）當逆變器只傳輸無功功率時，電容器在半個周期內由相等的充電和放電來平衡電容電壓。但是當逆變器傳輸有功功率時，由于各個電容的充電時間不同，將形成不平衡的電容電壓。

??? 上述的二極管箝位式多電平逆變電路中的二極管承受電壓不均勻，若按照最大值選擇則造成浪費，如果多管串聯(lián)又會產生均壓問題。因此，在1999年Xiaoming Yuan提出了一種新的結構^[3]，如圖2(b)所示。它的器件個數(shù)和開關控制的方法和原來的結構完全相同，只有二極管的放置位置不同。該結構不但將開關管的電位箝位在單個電容電壓，而且箝位二極管也被箝位在單個電容電壓以內，從而解決了箝位二極管承受電壓不均的問題。

（ a） 二 極 管 串 聯(lián) 箝 位? （ b） 二 極 管 自 箝 位

(a) Series diodes clamped converter? （ b） Diodes self? clamped converter

圖 2 二 極 管 箝 位 的 新 結 構

Fig.2 New topology of diodes clamped convertor

2.1.2? 電容懸浮式多電平逆變電路

??? 在1992年，T.A.Meynard和H.Foch提出了如圖3所示結構。它的特點是箝位二極管被箝位電容所代替，直流側電容不變，其工作原理與二極管箝位式逆變器相似。M電平逆變器可輸出M電平相電壓，(2M－1)電平的線電壓。

圖 3 電 容 懸 浮 式 5電 平 逆 變 電 路

Fig.3 Three phases five levels capacitance neutral point clamped converter

??? 這種結構相對于二極管箝位式逆變器的優(yōu)點是：

??? 1）在電壓合成方面，開關狀態(tài)的選擇具有更大的靈活性；

??? 2）由于電容的引進，可通過在同一電平上不同開關的組合，使直流側電容電壓保持均衡；

??? 3）可以控制有功功率和無功功率的流量，因此可用于高壓直流輸電。

??? 但是，這種拓撲也有缺點：

??? 1）對于這種結構，M電平的逆變器每個橋臂就需要(M－1)(M－2)/2個電容，再加上直流電源的M－1個電容，大量的電容使得系統(tǒng)成本高且封裝不易；

??? 2）控制方法非常復雜，實現(xiàn)起來很困難；

??? 3）存在電容的電壓不平衡問題。

2.1.3? 電容電壓自平衡式逆變器

??? 這種結構是2000年由Peng Fangzheng首次提出的^[4]，是以電容箝位的半橋結構為基本單元組成的。多級電路是由基本單元按金字塔結構形成的。圖4為5電平的電容電壓自平衡式逆變器。在圖4中，開關器件S_p1，S_p2，S_p3，S_p4，S_n1，S_n2，S_n3，S_n4和二極管D_p1，D_p2，D_p3，D_p4，D_n1，D_n2，D_n3，D_n4用來在輸出端輸出所需電平，其他開關器件、二極管和電容用于電平箝位以實現(xiàn)單元的自動均壓。

圖 4 電 容 電 壓 自 平 衡 式 5電 平 逆 變 器 單 相 電 路

Fig.4 Five levels self? voltage balancing converter

??? 這種結構與以上所述的二極管箝位式和電容箝位式結構比較有以下優(yōu)點：

??? 1）實現(xiàn)了電容電壓的自動箝位，不需要復雜的電容電壓平衡控制算法；

??? 2）將此結構的輸出端和輸入端交換，可以用相同電路實現(xiàn)功率的雙向流動，所以，這種結構應用范圍廣泛，可以實現(xiàn) DC/DC， DC/AC， AC/DC的功率轉換。

??? 該結構的缺點：

??? 1）當電平增加時，所需要的電容和功率開關數(shù)目都會增加許多，使得系統(tǒng)的成本和體積增大；

??? 2）由于使用了大量的功率開關和箝位電容，使得電路在工作時的開關損耗增大；

??? 3）隨著電路級數(shù)的增加，由于功率開關的通態(tài)壓降引起的每級電壓降落將越來越明顯。

2.2? 具有獨立直流電源的級聯(lián)式多電平逆變器

??? 以上使用無源元器件箝位的多電平逆變器拓撲都是采用半橋結構，下面分析的功率單元串級逆變電路^[5]和混合單元的串級逆變電路，其基本單元都是基于全橋結構的。級聯(lián)式多電平逆變器拓撲結構是將進行了相對位移的復合H橋逆變器模型串聯(lián)起來，通過合成輸出多電平電壓波形。

2.2.1? 功率單元串聯(lián)逆變電路

??? 以基本單元為基礎，根據系統(tǒng)對輸出電壓、電平數(shù)的要求可決定串聯(lián)的單元數(shù)。每相串聯(lián)的單元數(shù)為M，則輸出相電壓波形所含電平數(shù)為2M＋1，輸出線電壓波形所含電平數(shù)為4M＋1。圖5是Y型連接的三相七電平串級電路結構。

圖 5 Y型 連 接 的 三 相 7電 平 串 級 逆 變 器 電 路

Fig.5 Connected shape three phases seven levels cascade converter

??? 相對于傳統(tǒng)中點箝位逆變電路，串級逆變電路有下列優(yōu)點：

??? 1）直流側采用相互分離的直流電源，不存在電壓均衡問題；

??? 2）結構簡單清晰，控制方法相對簡單，可分別對每一級進行PWM控制；

??? 3）H橋單元結構，為模塊化設計、制造帶來方便，另外，當H橋出現(xiàn)故障，可將其旁路，余下的單元可以繼續(xù)工作。

??? 這種結構的缺點在于：每個單元需要一個獨立的直流電源。隨著電平數(shù)的增加，串級電路單元使用的直流電源數(shù)也將大量增加。

2.2.2? 混合單元串聯(lián)逆變電路

??? 通常，開關速度快的器件（例如MOSFET、IGBT）的電壓容量比較低，而高電壓容量的器件（例如GTO、IGCT、IEGT）的開關頻率又較低。為了用更少的單元得到更多的電平，基于“混合功率單元[6]”的串級逆變電路得到了發(fā)展。這種結構是傳統(tǒng)功率單元串聯(lián)逆變電路的推廣。

??? 文獻[7]提出了對2個獨立單元的直流箝位電源采用電壓比為1：2，一個單元使用IGBT，另一個單元使用IGCT的混合串級逆變電路，IGCT單元上的電壓2倍于IGBT單元，如圖6所示。在控制上，以基波開關IGCT，以PWM方式調制IGBT。比起功率單元串級電路，這種混合單元的串級電路有一個優(yōu)點：由于2個單元預先給定的電壓不同，IGBT單元和IGCT單元可以通過控制各自功率器件的開斷來相互協(xié)調，從而實現(xiàn)單相7電平的輸出。這種結構達到了用更少的單元得到更多電平的目的。

圖 6 IGBT和 IGCT組 成 的 混 合 單 元

Fig.6 Hybrid cell with IGBT and IGCT

??? 該混合單元輸出各個電平時兩個單元的開關狀態(tài)如表1所示。

表1? 電壓比為1：2時輸出電平狀態(tài)

Table 1 The output level status when voltage ratio as 1:2

??? 類似的，可以將兩個單元的電壓比設為1：3，控制方法與1：2的結構類似。開關狀態(tài)如表2所示。

表2? 電壓比1：3時輸出電平狀態(tài)

Table 2 The output level status when voltage ratio as 1:3

3? 多電平逆變電路的控制方法

??? 過去的20年中，人們提出了大量的多電平變換器PWM方法，其中大多數(shù)已獲得了實際應用。這些控制方法可分為兩大類：三角載波PWM技術和直接數(shù)字技術（空間電壓矢量法SVPWM），它們都是2電平PWM在多電平中的擴展。

3.1? 三角載波PWM方法

3.1.1? 消諧波PWM（SHPWM）法

??? 消諧波PWM法^[8]的原理是電路的每一相使用一個正弦調制波和幾個三角波進行比較，在正弦波與三角波相交的時刻，如果正弦波的幅值大于某個三角波的值，則開通相應的開關器件，否則，則關斷該器件。為了使M－1個三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們在空間上是緊密相連且對稱地分布在零參考量的正負兩側。消諧波PWM是2電平三角載波PWM在多電平中的擴展。

3.1.2? 開關頻率最優(yōu)PWM（SFOPWM）法

??? 開關頻率最優(yōu)法^[8]是Steinke提出的，它和SHPWM法類似，也是由2電平三角載波PWM擴展而來。它的載波要求與SHPWM法相同，不同的是它在正弦調制波中注入了零序分量。對于一個三相系統(tǒng)，這個零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大值和最小值的平均值，所以SFOPWM的調制波是三相正弦波減去零序分量后所得到的波形。這種方法通過在調制波中注入零序分量而使得電壓調制比達到1.15。但是該方法只能用于三相系統(tǒng)。因為在單相系統(tǒng)中注入的零序分量無法互相抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，而在三相系統(tǒng)中就不會有這種問題。實際上，這種零序分量注入的方法在本質上與電壓空間矢量法是一致的，它相當于零矢量在半開關周期始末兩端均勻分布的空間電壓矢量法^[9]。所以，SFOPWM法可以看成是2電平空間電壓矢量法在多電平變換器控制中的推廣。

3.1.3? 三角波移相PWM（PSPWM）法

??? 三角載波移相PWM法^[10]是一種專門用于級聯(lián)型多電平變換器的PWM方法。這種控制方法與SHPWM方法不同，每個模塊的SPWM信號都是由一個三角載波和一個正弦波比較產生，所有模塊的正弦波都相同，但每個模塊的三角載波與它相鄰模塊的三角載波之間有一個相移，這一個相移使得各模塊所產生的SPWM脈沖在相位上錯開，從而使得各模塊最終疊加輸出的SPWM波的等效開關率提高到原來的K_eff倍，在不提高開關頻率的條件下大大減小了輸出諧波。

3.1.4? 三角載波移相——開關頻率最優(yōu)PWM（PS－SFOPWM）法

??? 這是對3.1.2和3.1.3所述方法的推廣^[11]，將PSPWM法和SFOPWM法相結合，三角載波采用PSPWM中的方法，調制波采用SFOPWM中的方法來確定。這種新的方法兼具PSPWM和SFOPWM的優(yōu)點，在相同的開關頻率下，等效開關頻率提高到原來的K_eff倍，電壓調制比提高到1.15倍。但是同時，這種方法又受到PSPWM法和SFOPWM法的局限性的限制，因此，PS－SFOPWM最適用于三相級聯(lián)型多電平變換電路。

3.2? 空間電壓矢量PWM方法

??? 多電平PWM的空間電壓矢量法與其它方法比較是較為優(yōu)越和應用廣泛的一種，其優(yōu)越性表現(xiàn)在：在大范圍的調制比內具有很好的性能，無其它控制方法所需存儲的大量角度數(shù)據，并且母線利用率高^[12]。多電平空間矢量PWM是根據2電平空間矢量控制法推廣得到的，可以認為多電平空間矢量控制思想與2電平是一致的。對某一個空間電壓矢量，是用該區(qū)域相應的電壓矢量適時切換合成所得。所不同的是多電平的電壓矢量更密集，模大小可選擇的種類更多，合成時過渡更自然，合成的磁鏈更接近圓磁場，因而控制更精確，輸出電壓諧波更小。但是，這樣也帶來了控制上的復雜性，當應用于5電平以上的多電平電路時其控制算法將變得非常復雜。另外，若采用傳統(tǒng)的“最近三矢量”還會出現(xiàn)“窄脈沖”問題。針對電路復雜這一問題，文獻[13]提出了一種新型的多電平最優(yōu)空間矢量PWM控制方案，這種方法基于空間矢量PWM控制思想，從三相參考電壓到8個待選的空間矢量和參考電壓矢量，然后選擇與參考電壓矢量最接近的空間矢量。這種方法不受電平數(shù)增加的影響，解決了算法隨著電平的增加而非常復雜的問題。對于“窄脈沖”問題，文獻[12]提出了不同于傳統(tǒng)方法的“非最近三矢量”和“非最近四矢量”法以克服這一問題。

3.3? 控制方法適用的主電路結構

??? 根據以上分析，可以得到以下結論：

??? 1）在應用中，當變換器電平數(shù)超過5時，空間矢量PWM法將非常復雜，為了簡化控制算法，三角載波PWM是較好的選擇；

??? 2）SHPWM法和SFOPWM法既可以用于箝位式電路又可以用于級聯(lián)式電路，而PSPWM法和PS-SFOPWM法只適合用于級聯(lián)式電路，SFOPWM法和PS-SFOPWM法由于在正弦調制波中注入了零序分量，因而只適合用于三相系統(tǒng)；

??? 3）對于單相級聯(lián)式多電平變換器，PSPWM法的控制效果最好；

??? 4）對于三相級聯(lián)型多電平變換器，PS-SFOPWM法由于提高了等效開關頻率，較之SFOPWM法具有更好的控制效果。

4? 結語

??? 電平箝位問題不但可以作為多電平逆變電路拓撲結構的分類出發(fā)點，而且也是研究開發(fā)新型多電平逆變電路結構的一個關鍵問題。本文按照多電平變換逆變電路中的電平箝位方式對其進行了分類，主要分析了基于二極管或電容箝位的“中點箝位逆變電路”和“具有自動均壓功能的逆變電路”，使用獨立電源箝位的“H橋功率單元串級逆變電路”和由其改進的“混合單元串級逆變電路”；在討論混合單元串級逆變電路時，得出了各個單元在不同電壓比時功率器件的開關情況。

??? 對于多電平逆變電路的控制方法，本文分析了基于三角載波的消諧波PWM法、開關頻率最優(yōu)PWM法和移相PWM法，以及空間電壓矢量PWM法；并對幾種方法的應用進行了討論比較，最后分析出了各種控制方法最適用的電路結構。