摘要：介紹一種新型充電泵高功率因數(shù)電子鎮(zhèn)流器的工作原理、電路設(shè)計(jì)方法及控制方法，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該電子鎮(zhèn)流器具有恒功率輸出、高功率因數(shù)及低波峰系數(shù)的優(yōu)良特性。

關(guān)鍵詞：電子鎮(zhèn)流器；諧振；頻率控制；功率因數(shù)校正

1引言

電子鎮(zhèn)流器與電感式鎮(zhèn)流器相比具有工作電壓范圍寬、重量輕、無噪音、功率因數(shù)高、功耗低及發(fā)光效率高等優(yōu)點(diǎn)，因而受到廣泛的歡迎。但目前國(guó)內(nèi)使用的電子鎮(zhèn)流器在性能方面還有待進(jìn)一步提高。比如，如何進(jìn)一步提高功率因數(shù)，降低輸入端電流的總諧波含量，在寬工作電壓范圍內(nèi)如何保持恒定的燈功率，如何降低燈電流波峰系數(shù)，延長(zhǎng)燈管使用壽命。本文介紹的這種新型電子鎮(zhèn)流器在這些方面取得了新的進(jìn)展，并具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低的優(yōu)點(diǎn)，達(dá)到較高的技術(shù)水平。

2充電泵電子鎮(zhèn)流器主電路工作原理

這種新型充電泵高功率因數(shù)電子鎮(zhèn)流器主電路如圖1所示。圖中Vi為工頻交流輸入電壓,Lf、Cf為高頻濾波元件。穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，由于充電泵的作用，Cb兩端直流電壓高于全波整流電壓的峰值。又由于Lx的作用，使流過Lx的電流在每一開關(guān)周期中都是連續(xù)的。正常工作時(shí)，日光燈可用一電阻RL表示。LrCr構(gòu)成燈諧振支路，Cd相對(duì)于Cr、Cin容量較大起隔直作用。S1、S2均為雙向開關(guān)。由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于工頻電源頻率，可以認(rèn)為在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)|Vi|為一恒定值。并且Cd可以認(rèn)為短路?？紤]到在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)Cb中電壓波動(dòng)較小，分析時(shí)可用一恒壓源VB代替。一個(gè)開關(guān)周期可分為四個(gè)工作階段，主要工作波形如圖2所示，各階段等效電路如圖3所示，各電流正方向如圖3所示，流過Dy的電流為iy,m點(diǎn)的電位為Vm。

階段1[t0～t1][圖3（a）]在t0以前，S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，Dy導(dǎo)通，Vcin=0，Cin無儲(chǔ)能，ix>ir,隨著ir的上升，iy減小。在t0時(shí)刻，iy=0,Dy自然關(guān)斷，ix=ir。在t0以后，ir按正弦規(guī)律上升，ir>ix,ir與ix的差值電流對(duì)Cin充電，Vcin上升。隨Vcin上升，Vm下降，Lx兩端電壓增加，導(dǎo)致ix上升。在t1時(shí)刻ix=ir，Vcin達(dá)最大，此時(shí)關(guān)斷S2，進(jìn)入下一工作階段。

階段2[t1～t2][圖3（b）]在t1時(shí)刻S2被關(guān)斷，

圖1新型電子鎮(zhèn)流器主電路

新型充電泵高功率因數(shù)電子鎮(zhèn)流器

圖2主要工作波形

ir流經(jīng)S1體二極管。在t1后，ix>ir，ix與ir的差值電流使電容Cin放電，Vcin下降，ir從正向下降到零。在ir流經(jīng)S1體二極管期間開通S1管，則S1具有零電壓和零電流開通特性。隨著Vcin下降，Vm上升，Lx兩端電壓下降，ix上升緩慢，ir經(jīng)零點(diǎn)反向后，流經(jīng)S1管，當(dāng)Cin放電完畢，二極管Dy導(dǎo)通，ix與ir都流過Dy，Vm=VB，進(jìn)入下一工作階段。

階段3[t2～t3][圖3(c)]在t2時(shí)刻，二極管Dy導(dǎo)通，Vm=VB，Lx兩端電壓小于零，所以ix減小，ir為反向振蕩波形，在t3時(shí)關(guān)斷S1。

階段4[t3～t4][圖3(d)]在t3時(shí)刻關(guān)斷S1，ir負(fù)電流經(jīng)S2體二極管。隨著ir負(fù)向衰減到零，ir正向通過S2。當(dāng)ir增大到與ix相等時(shí)，流經(jīng)Dy電流為零，Dy自然關(guān)斷。若在S2體二極管導(dǎo)通時(shí)開通S2管，則S2具有零電壓零電流開通特性。這一階段工作結(jié)束后，又回到階段1。

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，ix在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值為ixav，在對(duì)每一工作階段列出狀態(tài)方程并求解之后[1]，可計(jì)算出ixavixav=(ixdt)/Ts

=2|Vi|/(Z0ω0Ts)＋〔2Irω0cos(ωst0)/(ωs＋ω0)－

2VB/(Z0ω0Ts)＋P0/Vi,p〕(1)式中：ω0=1/；Z0=；

Ts=1/fs為開關(guān)周期；

ωs=2πfs；

P0為輸出功率；

Vi,p為交流輸入電壓的峰值；

Ir為ir幅值。

當(dāng)滿足下列條件時(shí)Ir=(－)(2)

輸入電流與輸入電壓同相，且為正弦型，即

ixav=2|Vi|/(Z0ω0Ts)

3主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

設(shè)燈功率P0，燈電壓有效值V0，燈電阻RL，額定

(b)t1～t2

(c)t2～t3

(d)t3～t4

圖3各工作階段等效電路

(a)t0～t1

圖4控制原理圖

工作頻率fs，預(yù)設(shè)定工作效率η，額定輸入電壓Vi。

3?1Lx和Cin的設(shè)計(jì)

在滿足式（2）條件時(shí)，瞬時(shí)輸入功率

Pi(t)=Viixav=2|Vi(t)|2/(Z0ω0Ts)

在一個(gè)工頻周期內(nèi)的平均輸入功率為

Pi=fsVi,p2/(ω0Z0)

因?yàn)镻0=ηPi=ηfsVi,p2/(ω0Z0)

則Cin=P0/(ηfsVi,p2)（3）

如果ω0≈（2/3）ωs時(shí)，能較好實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正[1]

則Lx=9ηVi,p2/(16π2fsP0)（4）

3?2Lr和Cr的設(shè)計(jì)

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，Lr、Cr、RL支路的激勵(lì)電壓近似為方波，為簡(jiǎn)化計(jì)算只考慮基波成份，則燈負(fù)載RL兩端電壓有效值為

V0=（5）式中：ωp=；

RL=V02/P0。

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，VB大于Vi,p，當(dāng)Vi變化時(shí)，VB值也在變，VBmax受電解電容耐壓的限制，一般選VB=(1.1～1.2)Vi,p由LrCrRL支路可知，ir高頻正弦電流的幅值為Ir=·

由約束條件式（2）可知ir的幅值表達(dá)式為Ir=(－)

因此有·=(－)(6)

因?yàn)閆0ω0=1/Cin，把Cin的計(jì)算式（3）代入式（6）。同時(shí)考慮到前面的約定，ω0≈(2/3)ωs，取VB=1.2Vi,p，RL=V02/P0，η取為85％，并令a=ωst0，則式（6）可簡(jiǎn)化為Cr=（7）

在額定的輸入電壓和工作頻率下，對(duì)于某一負(fù)載P0，其V0也是一定的，所以式（7）表示Cr隨a的變化特性，表1給出a變化時(shí)Cr的取值情況，此表是在fs=42kHz，Vi=220V（即Vi,p=310V），P0=40W(V0=106V)時(shí)得出的。

表1Cr隨a變化時(shí)的取值情況α/°6768707274767880
Cr/nF3.45.79.312.4162024.931.5
根據(jù)電路工作原理，Cr值不宜選太大，否則Cr中高頻電流較大，造成ir電流加大，必然使功率管電流加大，損耗也就加大。Cr選定后，根據(jù)式（5）中ωp=可計(jì)算出Lr值。

由以上方法計(jì)算出的參數(shù)還需要在實(shí)踐中作出進(jìn)一步調(diào)整，以使輸入端功率因數(shù)和燈電流波峰系數(shù)都得到比較滿意的結(jié)果。

4控制電路原理簡(jiǎn)介

為了達(dá)到減小燈電流波峰系數(shù)和輸出恒功率的目的，在控制電路中采用了燈電流反饋及調(diào)頻的控制方法，原理圖如圖4所示。

4?1控制與調(diào)節(jié)過程

電流互感器CT檢測(cè)出燈電流信號(hào)，通過D1、C1、R2對(duì)取樣信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)檢波，去除高頻成分后，再送到積分誤差放大器A1的反相端與基準(zhǔn)信號(hào)Vref比較。若由于某種原因，使燈電流加大，誤差放大器A1的反相端信號(hào)加大，A1輸出端輸出電平減低，經(jīng)反向放大后，輸出電平加大，使壓控振蕩器VCO輸出頻率提高，Lr感抗增加，燈電流下降。通過此調(diào)節(jié)過程，保持了燈電流的平穩(wěn)，使燈電流的波峰系數(shù)下降，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了恒功率輸出的目的。

4?2起動(dòng)過程

起動(dòng)電路由D2、D3、C3、R5構(gòu)成，開機(jī)時(shí)，由于燈電流為零，經(jīng)取樣后A1反向端為低電平，A2輸出端也為低電平。開機(jī)瞬間，C3兩端電壓為零，D2截止，D3導(dǎo)通，VCO輸入為高電平，VCO輸出頻率較

圖5仿真波形

(a)輸入端電流與電壓波形

電壓：80V/div電流：0.1A/div橫軸：5ms/div

(b)燈電流波形縱軸：0.2A/div橫軸：5ms/div

(c)功率管漏極電流波形縱軸：0.2A/div橫軸：10μs/div

圖6實(shí)驗(yàn)波形

高，使LrCr支路失諧，隨著C3被Vcc充電，VCO輸入電壓從Vcc值逐漸下降，VCO輸入頻率也隨著下降。由于LrCr支路處于失諧狀態(tài)，燈管兩端電壓達(dá)不到開啟電平使燈點(diǎn)亮，而是給燈絲預(yù)熱，當(dāng)VCO輸出頻率下降到使燈被點(diǎn)燃時(shí)，燈電流加大，取樣信號(hào)也加大，經(jīng)積分誤差反相放大后，使D2導(dǎo)通，D3截止，起動(dòng)過程結(jié)束。

4?3調(diào)光

由于采用了電流閉環(huán)控制系統(tǒng)，積分誤差放大器的基準(zhǔn)實(shí)際上是電流基準(zhǔn)，它決定了穩(wěn)態(tài)燈電流的大小，當(dāng)調(diào)節(jié)這個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)時(shí)，會(huì)改變燈功率，實(shí)現(xiàn)調(diào)光。

本控制電路的輔助電源是用Lx電感的高頻能量一部分經(jīng)整流穩(wěn)壓后提供的。

5仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

已知燈參數(shù)，P0=40W，V0=106V[2]，開關(guān)頻率設(shè)定為42kHz，取η=85％，Vi=220V，根據(jù)以上設(shè)計(jì)方法計(jì)算出下列參數(shù)：Cin=12nF，Lx=2.8mH，選Cr=10nF，計(jì)算得Lr=1.7mH

主電路仿真波形如圖5所示。圖中V(10)－V(6)為Vcin波形，I(dy)為流過二極管Dy的電流波形，I(rel)為功率管漏極電流波形，I(Lx)為電網(wǎng)入端電流波形，運(yùn)用pspice中的付里葉分析，輸入端電流總諧波失真為8.51％。

實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。圖中輸入端電流與輸入端電壓同相且非常接近正弦，達(dá)到了高功率因數(shù)的目的。而燈電流波形包絡(luò)比較平坦，達(dá)到了較低波峰系數(shù)。由于功率開關(guān)S1、S2具有軟開關(guān)開通特性，并且功率管峰值電流小，所以電路效率較高，實(shí)驗(yàn)中功率器件無需散熱器且溫升很低。

6結(jié)語

通過分析、仿真與實(shí)驗(yàn)證實(shí)此電路具有高功率因數(shù)、恒功率、低波峰系數(shù)、高效率的優(yōu)點(diǎn)，并且成本低。該電路可工作于較大功率，如雙燈電路，但是，在調(diào)試中也發(fā)現(xiàn)，該電路參數(shù)相互影響較大，參數(shù)調(diào)節(jié)比較復(fù)雜。

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