一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器

一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器??

摘要：提出了一種新穎的零電流零電壓開關(guān)（ZCZVS）PWM全橋變換器，通過增加一個輔助電路的方法實現(xiàn)了變換器的軟開關(guān)。與以往的ZCZVSPWM全橋變換器相比，所提出的新穎變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡單、整機效率高以及電流環(huán)自適應(yīng)調(diào)整等優(yōu)點，這使得它特別適合高壓大功率的應(yīng)用場合。詳細分析了該變換器的工作原理及電路設(shè)計，并在一臺功率為4kW，工作頻率為80kHz的通信用開關(guān)電源裝置上得到了實驗驗證。

關(guān)鍵詞：全橋變換器；零電壓開關(guān)；零電流開關(guān)；軟開關(guān)；脈寬調(diào)制

0??? 引言

??? 移相全橋零電壓PWM軟開關(guān)（PS-FB-ZVS）變換器與移相全橋零電壓零電流PWM軟開關(guān)（PS-FB-ZVZCS）變換器是目前國內(nèi)外電源界研究的熱門課題，并已得到了廣泛的應(yīng)用。在中小功率的場合，功率器件一般選用MOSFET，這是因為MOSFET的開關(guān)速度快，可以提高開關(guān)頻率，采用ZVS方式，就可將開關(guān)損耗減小到較為理想的程度[1]。而在高壓大功率的場合，IGBT更為合適。但IGBT的最大的缺點是具有較大的開關(guān)損耗，尤其是由于IGBT的“拖尾電流”特性，使得它即使工作在零電壓情況下，關(guān)斷損耗仍然較大，要想在ZVS方式下減少關(guān)斷損耗，則必須加大IGBT的并聯(lián)電容。然而由于輕載時ZVS很難實現(xiàn)（滯后臂的ZVS更難實現(xiàn)），因此ZVS方案對于IGBT來說并不理想。若采用常規(guī)的移相全橋軟開關(guān)變換器，其優(yōu)點是顯而易見的，即功率開關(guān)器件電壓、電流額定值小，功率變壓器利用率高等，但是它們卻也存在著各種各樣的缺點：有的難以適用于大功率場合；有的要求很小的漏感；有的電路較為復(fù)雜且成本很高[2][3][4][5][6]。

??? 本文提出了一種新穎的ZVZCS PWM全橋變換器，它能有效地改進以往所提出的ZVZCS PWM全橋變換器的不足。這種變換器是在常規(guī)零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，此輔助電路的優(yōu)點在于沒有有損元件和有源開關(guān)，且結(jié)構(gòu)簡單。次級整流二極管的電壓應(yīng)力與傳統(tǒng)PWM全橋變換器相等，而ZCS具有最小的環(huán)路電流值。電流環(huán)能夠根據(jù)負載的變化情況自動進行調(diào)整，從而保證了負載在較大范圍內(nèi)變化時變換器同樣具有較高的效率。

1??? 工作原理

??? 該ZVZCS PWM全橋變換器主電路如圖1所示。它是在傳統(tǒng)的零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，同時，該變換器還采用了移相控制方式。在圖1中，S₁和S₃分別超前于S₄和S₂一個相位，稱S₁和S₃組成的橋臂為超前臂，S₂和S₄組成的橋臂為滯后臂。C₁和C₃分別是S₁和S₃的外接電容。L_r是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個橋臂的兩個功率管成180°互補導(dǎo)通，兩個橋臂的導(dǎo)通角相差一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。超前臂開關(guān)管實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和關(guān)斷的工作原理與ZVSPWM全橋變換器相同，而滯后臂開關(guān)管是通過輔助電路來實現(xiàn)零電流導(dǎo)通和關(guān)斷的，由于輸出電感的儲能用來實現(xiàn)超前臂開關(guān)管的ZVS，所以可以用外接電容來減小開關(guān)損耗。通過對C_h放電，流過變壓器的原邊電流在諧振周期內(nèi)減小到零，從而實現(xiàn)了滯后橋臂的ZCS。

圖1??? 新穎ZVZCS PWM全橋變換器主電路圖

??? 為了便于分析變換器的穩(wěn)定工作狀態(tài)，而作如下假設(shè)：

??? ——所有開關(guān)管、二極管、電容、電感均為理想元器件；

??? ——輸出濾波電感L_f足夠大，在一個開關(guān)過程中可以等效為一個恒流源。

??? 在半個工作周期內(nèi)，變換器有8種開關(guān)模態(tài)。因為，電流環(huán)能夠根據(jù)負載的變化而作相應(yīng)的調(diào)整，所以，這些開關(guān)模態(tài)在負載較輕的情況下變化很小。

1.1??? 變換器在滿載條件下工作

??? 假定變換器工作在滿載條件下，其各個模態(tài)的等效電路及主要波形圖如圖2和圖3所示。

（a）模態(tài)1[t₀，t₁]??? （b）模態(tài)2[t₁，t₂]??? （c）模態(tài)3[t₂，t₃]

（d）模態(tài)4[t₃，t₄]??? （e）模態(tài)5[t₄，t₅]??? （f）模態(tài)6[t₅，t₆]

（g）模態(tài)7[t₆，t₇]??? （h）模態(tài)8[t₇，t₈]

圖2??? 各個開關(guān) 模態(tài) 的等效電路

圖3??? 主要波形圖

??? 1）開關(guān)模態(tài)1[t₀，t₁]??? 在t₀時刻，開關(guān)管S₁及S₄導(dǎo)通，輸入電壓V_s加到了變壓器的漏感L_r上，原邊電流i_p從零開始線性增加，在t₁時刻，電流i_p增加到與輸出電感電流值相等。電流i_p的變化式如式（1）所示。

??? i_p(t)=(V_s/L_r)t（1）

??? 2）開關(guān)模態(tài)2[t₁，t₂]??? t₁時刻后，開關(guān)管S₁和S₄繼續(xù)導(dǎo)通，輸入功率傳到了變壓器的次級。輔助線圈的漏感L_lks與吸持電容C_h產(chǎn)生諧振，給C_h充電，C_h上的電壓及電流可由式（2）及式（3）得到。

??? v_ch(t)=[1－cos(ω_st)]（2）

??? i_ch=－sin(ω_st)（3）

??? V_H=（4）

式中：ω_s=；

????? n=N₁/N₂；

????? m=N₃/N₄。

??? 在t₂時刻，C_h上的電壓達到最大值V_H，同時電流減小為零。為了防止二極管D_d在該工作模態(tài)下導(dǎo)通，C_h的最大電壓值V_H應(yīng)當設(shè)計得比輸入電壓反射到次級的電壓V_s/n小。

??? 3）開關(guān)模態(tài)3[t₂，t₃]??? 當C_h的充電電流減小到零的時候，D_c零電流關(guān)斷，C_h上的電壓保持在V_H。原邊電流仍被傳遞到輸出端。

??? 4）開關(guān)模態(tài)4[t₃，t₄]??? 在t₃時刻，S₁關(guān)斷，原邊電流給電容C₁充電，使C₃放電，變壓器原邊電壓v_AB開始線性下降，即

??? vAB(_t)=V_s－t（5）

式中：I_o為輸出電流；

????? C_eq=C₁＋C₃。

??? 變壓器的次級電壓v_sec以相同的速率下降，直到t₄時刻其值與C_h上的電壓值相等為止。

??? 5）開關(guān)模態(tài)5[t₄，t₅]??? 當v_sec下降到V_H時，二極管D_d導(dǎo)通，v_sec被箝位在C_h的電壓值。變壓器的原邊電壓v_AB還以與先前同樣的速率下降到零，而v_sec則緩慢地下降。在該模態(tài)下，因為與原邊電壓相比，v_sec的下降非常緩慢，因此可以把v_sec看作常數(shù)。變壓器次級電壓反射到初級上的電壓值和初級電壓值之差加在了諧振電感Lr上，變壓器原邊電流和電壓分別按式（6）及式（7）規(guī)律下降。

??? i_p(t)=cos(ω_bt)（6）

??? v_AB(t)=nV_H－sin(ω_bt)（7）

式中：ω_b=。

??? 到t₅時刻，C₃上的電量被完全釋放，C₃電壓下降到零，同時開關(guān)管S₃零電壓導(dǎo)通。原邊電壓v_AB也下降到零。

??? 6）開關(guān)模態(tài)6[t₅，t₆]??? 該模態(tài)下，變壓器次級電壓反射到初級上的電壓加到了變壓器的漏感上，原邊電流以更快的速率下降到零。

圖4??? C_h不同最大電壓值VH對應(yīng)的ZVS范圍

??? i_p(t)=cos(ω_bt_m5)－sin(ω_ct)（8）

式中：ω_c=；

????? t_m5=t₅－t₄；

????? Z_c=。

??? 變壓器次級電壓按式（9）規(guī)律下降。

??? v_sec(t)=V_Hcos(ω_ct)（9）

??? 7）開關(guān)模態(tài)7[t₆，t₇]??? 原邊電流復(fù)位，整流二極管關(guān)斷。電容C_h通過D_d放電，向負載提供電流。變壓器次級電壓按式(10)規(guī)律下降到零。

??? v_sec(t)=V_Hcos(ωctm6)－t（10）

式中：t_m6=t₆－t₅。

??? 8）開關(guān)模態(tài)8[t₇，t₈]??? C_h完全放電，輸出感應(yīng)電流通過續(xù)流二極管D_f續(xù)流。在t₈時刻，開關(guān)管S₄的驅(qū)動脈沖下降為零，S₄零電流關(guān)斷。

1.2??? 變換器在輕載條件下工作

??? 假定變換器工作在輕載條件下，隨著負載電流的降低，C_h在模態(tài)7時不能完全放電，其上電流在t₁₀時刻以前連續(xù)地提供給負載，其電壓的最大值與最小值之間的差值可通過對自身的放電電流積分來獲得，如式（11）所示。

??? =I_Ch(t)dt≌(1－D)（11）

式中：T_s為開關(guān)周期。

??? 由式（11）可以看出，在帶輕載的條件下，式（3）所表示的C_h上的電流產(chǎn)生如下變化。

??? i_Ch(t)=－()sin(ω_ct)

??? ?≌－(1－D)sin(ω_ct)（12）

??? 從式（12）可以看出，環(huán)路電流對吸持電容的充放電隨著負載電流的降低而降低，也就是說電流環(huán)可根據(jù)負載的情況自動進行調(diào)整。

2??? 電路設(shè)計

2.1??? 超前臂的ZVS條件

??? 為了實現(xiàn)超前臂的ZVS，開關(guān)電壓應(yīng)當在死區(qū)時間內(nèi)下降到零，即：

??? t_dead>t_m4＋t_m5（13）

式中：

??? t_m4=t₄－t₃=nC_eq（14）

??? t_m5=t₅－t₄=arcsin=arcsin（15）

??? 從式（15）可以看出，保證開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的最小電流可由式（16）得到。

??? =n₂V_H（16）

??? 不同的吸持電容C_h數(shù)值與最大電壓值V_H所對應(yīng)的ZVS范圍如圖4所示。開關(guān)管超前臂的關(guān)斷損耗可通過給IGBT增加外接緩沖電容來減小。從圖4還可以看出大電容C_eq對ZVS范圍的限制。因此，C_eq的選擇應(yīng)綜合考慮ZVS范圍和超前臂的開關(guān)關(guān)斷損耗。

2.2??? 滯后臂的ZCS條件

??? 吸持電容的歸一化值如式（17）所示。

??? C_hⁿ=（17）

??? 圖5所示為吸持電容不同歸一化值所對應(yīng)的原邊電流的復(fù)位情況。為了實現(xiàn)滯后臂的ZCS，C_h的能量應(yīng)該足夠大，從而通過L_r使原邊電流復(fù)位，且原邊電流應(yīng)當在滯后臂關(guān)斷之前減小到

??? 圖5不同歸一化C_h值對應(yīng)的原邊電流的復(fù)位零。從式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

??? arcsin(1－D)（18）

??? 從式（18）和圖5可以看出，為了確保ZCS，應(yīng)當增加C_h或V_H的值。但是，V_H的最大值不能高于輸入電壓反射到次級的電壓V_s/n；同樣，大電容C_h增大了環(huán)路電流，而環(huán)路電流又通過C_h間接加到了負載。綜合考慮，軟開關(guān)在變換器功耗方面的效果不僅與開關(guān)損耗的減小有關(guān)，還與由軟開關(guān)引起的附加導(dǎo)通損耗有關(guān)。為了獲得預(yù)期的效率，要求在設(shè)計時C_h的值取得越小越好，從而使附加導(dǎo)通損耗最小化。

圖5??? 不同歸一化C_h值對應(yīng)的原邊電流的復(fù)位

2.3??? 輸出耦合電感

??? 為了保證輔助電路二極管D_c的軟變換，輸出耦合電感的漏感L_lks應(yīng)當滿足式（19）。

??? L_lks<（19）

式中：D_min為最小占空比。

??? 給C_h充電的諧振電流也耦合到了輸出電感電流中，從而增加了輸出電容的電流紋波。因此，L_lks應(yīng)當在滿足式（19）的條件下盡量取大，以減小諧波電流的有效值。

3??? 實驗結(jié)果

??? 為了驗證ZVZCS PWM全橋變換器的工作原理和性能，在實驗室完成了一臺80V/50A，80kHz的樣機，其電路如圖6所示，參數(shù)如下：

圖6??? 樣機電路原理圖

??? 輸入直流電壓V_s=630（1±10％）V；

??? 輸出直流電壓V_o=80V；

??? 變壓器原副邊匝比N₁∶N₂=5.33，變壓器原邊漏感L_r=9μH；

??? 輸出濾波電容C_o=10000μF(電解電容)；

??? 輸出濾波電感L_f=20μH，N₃∶N₄=1.12，漏感L_lks=1.8μH；

??? 開關(guān)管S₁～S₄(IGBT)??? IRGPH50KK2(1200V，30A)；

??? 輸出整流二極管D_c，D_d，D_f，D_rec??? C60P40FE(400V，60A)；

??? C₁=C₃=1nF；

??? C_h=0.47μF(電解電容)；

??? R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

??? 開關(guān)頻率f=80kHz。

??? 圖7給出了實驗波形。從圖7（a）可以看出，在諧振周期內(nèi)，原邊電流減小到零，從而消除了原邊的拖尾電流。從圖7（c）可以看出，通過S4的電流在驅(qū)動脈沖下降為零之前已經(jīng)減小到零，從而S₄實現(xiàn)零電流關(guān)斷。從圖7（d）可以看出，在死區(qū)時間內(nèi)，S₁的電壓減小到零，從而S₁實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。從圖7（e）和（f）可以看出，在一個諧振周期內(nèi)，C_h在滿載時完全放電，而在輕載時卻沒有完全放電，使得環(huán)路電流根據(jù)負載條件變化作適應(yīng)性調(diào)整。

??? 圖8給出了根據(jù)原理樣機得到的效率曲線。滿載時效率最高，達到94％。