低成本用電設(shè)備完整方案含12V buck轉(zhuǎn)換器、PD供電電路

如圖1所示電路為完備的PD供電電路,具有一個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器,輸出12V電壓時(shí)可提供高達(dá)0.85A的電流。MAX5953A內(nèi)置高邊、低邊功率開關(guān)FET,低邊FET不能配置為同步整流二極管。因此,buck轉(zhuǎn)換器僅使用高邊FET。因?yàn)镮C內(nèi)部的限流電路工作時(shí)利用低邊FET電流產(chǎn)生的壓降,該電路不具備自動(dòng)電流限制功能。啟動(dòng)時(shí),保險(xiǎn)絲F1提供短路保護(hù)。

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??? MAX5953具有如下特性：

??? 1.TVS二極管D1用于抑制瞬間尖峰電壓和反向電壓。

??? 2.該電路根據(jù)輸入電壓不同工作在三種模式：PD偵測(cè)模式、PD分級(jí)模式和PD供電模式。使用或沒有使用二極管電橋情況下的電壓門限都符合IEEE 802.3af標(biāo)準(zhǔn)。

??? ·在PD偵測(cè)模式下,供電設(shè)備(PSE)在VIN施加兩個(gè)1.4V至10.1V、最小步長(zhǎng)為1V的電壓,并記錄這兩點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電流測(cè)量值。PSE隨后計(jì)算V/I,確認(rèn)25.5k的特征電阻R1是否存在。此模式下,MAX5953A的絕大部分內(nèi)部電路是關(guān)斷的,且偏置電流低于10μA。

??? ·在分級(jí)模式下,PSE根據(jù)PD的功耗要求對(duì)PD進(jìn)行分級(jí)。電阻R2 (255)通知PSE,PD將在最大功率為6.49W至12.95W的3級(jí)模式下工作。當(dāng)電源進(jìn)入供電模式時(shí),分級(jí)電流關(guān)斷。

??? ·當(dāng)VIN上升到38V UVLO門限電壓以上時(shí),MAX5953A進(jìn)入供電模式并逐漸打開內(nèi)部MOSFET,抑制浪涌電流。

??? 3.完成開啟過程,且VOUT - VEE = 1.23V時(shí),PGOOD進(jìn)入漏極開路模式。軟啟動(dòng)電容C15由內(nèi)部33μA的上拉電流充電,給DC-DC轉(zhuǎn)換器提供軟啟動(dòng)。通過設(shè)定分壓電阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的電壓門限,DC-DC轉(zhuǎn)換器在達(dá)到VOUT = -30V (相對(duì)于V+)以前沒有開始工作。

??? 4.因?yàn)?級(jí)功率限制最大功率為12.95W,當(dāng)輸出電壓為12V、電源轉(zhuǎn)換效率為80%時(shí),負(fù)載電流限制在0.85A。

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??? 熱插拔電路說明

??? UVLO的默認(rèn)啟動(dòng)電壓為38.6V,默認(rèn)關(guān)斷電壓約為30V。利用V+和VEE間的分壓電阻(中心抽頭接在UVLO)可以將UVLO的啟動(dòng)、關(guān)斷電壓設(shè)置在12V至67V之間的任意值。

??? 達(dá)到UVLO門限電壓時(shí),以10μA電流給FET柵極充電,內(nèi)置FET將緩慢導(dǎo)通。緩慢的導(dǎo)通過程使100μF電容C6的充電電流最小。該電路中,OUT的熱拔插輸出電壓以大約910mV/ms的速率下降,電壓作用到輸入端大約8ms后開始下降,見圖2。?

??? PWM電路說明

??? DC-DC轉(zhuǎn)換器是典型的buck轉(zhuǎn)換器,使用內(nèi)部高邊FET和外部肖特基同步整流二極管。輸入電壓范圍為30V (由DCUVLO的分壓電阻設(shè)置)至60V,該范圍對(duì)應(yīng)的降壓比為最小2.5:1至最大5:1,對(duì)應(yīng)的占空比為20%至40%。開關(guān)頻率由R4、C4設(shè)定為532kHz,以提供最小420ns的導(dǎo)通脈沖寬度,保持低開關(guān)損耗。

??? 軟啟動(dòng)過程包括一下操作時(shí)序：限制OPTO反饋電壓使其不要比CSS端電壓高出1.45V,由內(nèi)部33μA電流源給CSS端電容充電。PGOOD將CSS初始電壓箝位至GND,而當(dāng)OUT與VEE之間的差值小于1.2V時(shí),熱拔插功能完成,PGOOD釋放。該過程允許啟動(dòng)時(shí)反饋信號(hào)緩慢上升,緩慢增大占空比可以避免輸出過沖。啟動(dòng)時(shí)OPTO引腳的上升斜率體現(xiàn)了軟啟動(dòng)特性(圖3),當(dāng)VOPTO電壓約為2V時(shí),斜坡電壓處于正常工作狀態(tài)。圖4所示為重載時(shí)的情況,圖5所示為輕載時(shí)的工作情況。?

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??? 控制器工作在電壓模式,前饋電壓斜率由R3和C3設(shè)定。OPTO信號(hào)與RAMP電壓進(jìn)行比較。

??? 啟動(dòng)時(shí)的輸出電壓過沖

??? 477nF的軟啟動(dòng)電容(CSS)將過沖電壓降至1%甚至更低,如圖6所示。較小的CSS電容能夠在一定程度上控制上電過程出現(xiàn)的輸出電壓過沖,如圖7所示,當(dāng)CSS = 100nF時(shí),電壓過沖達(dá)到7.7%。更小的CSS可加速啟動(dòng)過程,但卻增大了上電時(shí)的輸出電壓過沖。?

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??? 電流限制

??? 雖然MAX5953內(nèi)部集成有高邊和低邊FET,但低邊FET只用于正激或反激電路中的變壓器耦合隔離。高邊、低邊FET同時(shí)導(dǎo)通,電流檢測(cè)通過檢測(cè)低邊FET的壓降實(shí)現(xiàn)。因?yàn)闆]有使用低邊FET,本電路沒有電流檢測(cè)功能。發(fā)生短路時(shí),利用保險(xiǎn)絲保護(hù)MAX5953和其內(nèi)部調(diào)整管FET不受損壞。然而,一旦DC-DC轉(zhuǎn)換器啟動(dòng),保險(xiǎn)絲的輸出短路保護(hù)作用將很有限,因?yàn)楸ｋU(xiǎn)絲的熱遲滯可能導(dǎo)致通道上的器件損壞。

??? 負(fù)載瞬變

??? 圖8所示的負(fù)載瞬變情況發(fā)生在從1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載突變。在輸出端接一個(gè)固定400mA的負(fù)載,并聯(lián)一個(gè)400mA脈沖負(fù)載。如果負(fù)載從0mA跳至400mA時(shí),負(fù)載電壓在瞬間發(fā)生劇大變化,如圖9;而圖8所示情況負(fù)載電壓突變較低,當(dāng)負(fù)載電流高于50mA時(shí)幾乎與直流負(fù)載無關(guān)。

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??? 轉(zhuǎn)換效率

??? 轉(zhuǎn)換效率介于負(fù)載電流為250mA時(shí)的71%至負(fù)載電流為1A時(shí)的80.5%。圖10顯示當(dāng)850mA滿負(fù)荷電流時(shí),轉(zhuǎn)換效率將大于80%。?

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??? 環(huán)路穩(wěn)定性

??? 電壓模式控制環(huán)路存在兩個(gè)極點(diǎn)：4.1kHz LCOUT (L1、C9)諧振頻率,和一個(gè)由于COUT的低ESR產(chǎn)生的高于4MHz的零點(diǎn)。使用3類環(huán)路補(bǔ)償可使單位增益帶寬高于LCOUT的諧振頻率。兩個(gè)零點(diǎn)設(shè)置為2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11、C15),補(bǔ)償LCOUT的兩個(gè)諧振極點(diǎn),兩極點(diǎn)置于20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。從圖11控制環(huán)路波特圖可以看出,單位增益頻率為19.4kHz,相位裕量為59°。

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??? 應(yīng)用

??? 這個(gè)簡(jiǎn)單的降壓轉(zhuǎn)換器非常適合PD應(yīng)用,低成本的非變壓器耦合結(jié)構(gòu),唯一的不足是短路情況下有可能出現(xiàn)保護(hù)失效。