幾十年來，平均電流模式控制一直用于功率因數(shù)校正 (PFC)，而且在商業(yè)市場也有各種采用這種控制算法的 PFC 控制芯片。

圖1 是這種平均電流模式控制的形象介紹。

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圖1. PFC 的平均電流模式控制

通常認(rèn)為，平均電流模式控制的性能可充分滿足大部分 50/60Hz AC 線路輸入的商用電源應(yīng)用需求。但是，傳統(tǒng)平均電流模式控制會使電感器電流領(lǐng)先于輸入電壓，導(dǎo)致不統(tǒng)一的基本位移功率因數(shù)與過零失真。在 PFC 工作在高頻率 AC 環(huán)境下時，這種情況會變得更糟糕，例如工作在 400Hz 下的機(jī)載系統(tǒng)。這些系統(tǒng)所需的高質(zhì)量輸入電流很難通過傳統(tǒng)控制方法實現(xiàn)。一種名為占空比前饋 (DFF) 控制的最新控制方法可有效降低高線路頻率下的輸入電流失真1/2/3。

DFF 控制的基本構(gòu)想是預(yù)先計算占空比，以減輕反饋控制器的任務(wù)。對于工作在連續(xù)傳導(dǎo)模式下的升壓拓?fù)鋪碚f，占空比 dFF 的計算公式為：

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公式1

該占空比模式在開關(guān)兩端產(chǎn)成一個電壓，其在整個開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補(bǔ)償器會圍繞這個計算出的占空比模式改變占空比。

由于升壓電感器在線路頻率下的阻抗非常低，因此很小的占空比變化就會在整個電感器上產(chǎn)生足夠的電壓，以生成所需的正弦電流波形。

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圖2. PFC 的占空比前饋控制

圖2 是獲得的控制方案。公式1 可計算前饋占空比 dFF。然后它可添加至傳統(tǒng)平均電流模式控制輸出 dI。最終的占空比 d 可用來生成控制 PFC 的脈寬調(diào)制 (PWM) 波形。

使用 DFF 控制時，需要很多數(shù)學(xué)計算。CPU 的速度可決定控制環(huán)路的速度，進(jìn)而影響環(huán)路帶寬。更快的 CPU 就意味著可實現(xiàn)更高的帶寬。然而，這也意味著更高的成本與功耗。

當(dāng)我使用德州儀器 (TI) 數(shù)字控制器 UCD3138 實施這一控制算法時，我利用 UCD3138 的硬件數(shù)字補(bǔ)償器以相對較低的 CPU 速度實現(xiàn)了高帶寬。

UCD3138 中的數(shù)字補(bǔ)償器是一個增加了一個 α 的傳統(tǒng) PID 結(jié)構(gòu)，可提供雙極雙零補(bǔ)償（圖 3）。P、I 和 D 是三個獨立分支，合并輸出后可生成最終的控制信號。數(shù)字補(bǔ)償器運行速率高達(dá) 2MHz。由于 PFC 電流環(huán)路是一階系統(tǒng)，因此通常情況下 PI 控制器已足夠進(jìn)行補(bǔ)償。這可騰出 D 分支，用來提高 DFF 控制速度。

仔細(xì)觀察圖2。盡管 IREF 和 dFF 由速度有限的 CPU 計算，但數(shù)字補(bǔ)償器和 PWM 生成器是 UCD3138 的硬件，因此它們的運行速度更快。這就意味著 dI 能以高速進(jìn)行計算。因而其實 dFF + dI = d，其可降低控制環(huán)路速度。如果 dFF + dI = d 也能通過硬件完成，那么不僅整個環(huán)路速度會比以前快，而且?guī)捯矔岣摺?/p>

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圖3. UCD3138 的 PID 結(jié)構(gòu)

D 分支有兩個高級特性：

輸出可設(shè)置為預(yù)定義值

它可能會中止（凍結(jié)），使其輸出維持當(dāng)前值

我們可利用這兩個特性增強(qiáng) DFF 控制。

例如，電流控制環(huán)路必須是 100KHz，但由于 CPU 速度的限制，dFF 最多只能在 50KHz 速率下進(jìn)行計算。完成計算后，將 D 分支輸出預(yù)設(shè)為 dFF，然后中止。盡管 dFF 在 50kHz 下計算，但是 P、I 和d = P + I + dFF 都在更快的 100KHz 速率下運行，因此 PWM 可在 100kHz 下更新。有效的控制環(huán)路將在 100kHz 下運行。該過程請參見圖4。

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圖4. 將 DFF 與 UCD3138 PID 結(jié)構(gòu)結(jié)合

有了更快的控制環(huán)路速度，就可提高帶寬，從而改善 THD 和PF。UCD3138 的獨特結(jié)構(gòu)可提供改進(jìn)的 DFF 實施方案。