在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數(shù)表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個零點和兩個諧振極點，因此，一般將E/A設計成PI調節(jié)器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩(wěn)態(tài)誤差，一般取為KLC零極點的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開環(huán)增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。

2 電壓模式控制（VMC）

電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進行校正，比較簡單，容易實現(xiàn)，可以滿足大多數(shù)情況下的性能要求，如圖2所示。

圖2中，當電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時，Vc波形近似直流電平，并有

D=Vc/Vs??? （15）

d=Vc'/Vs??? （16）

式（16）為式（15）的小信號波動方程。整個電路的環(huán)路結構如圖3所示。圖3沒有考慮輸入電壓的變化，即假設Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動；KFB=UREF/Uo，為反饋系數(shù)；誤差e為輸出采樣值偏離穩(wěn)態(tài)點的波動值，經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數(shù)，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數(shù)表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個零點和兩個諧振極點，因此，一般將E/A設計成PI調節(jié)器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩(wěn)態(tài)誤差，一般取為KLC零極點的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開環(huán)增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺點：

1）沒有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制，對瞬變的輸入電壓響應較慢，需要很高的環(huán)路增益；

2）對由L和C產生的二階極點（產生180°的相移）沒有構成補償，動態(tài)響應較慢。

VMC的缺點可用下面將要介紹的CMC方法克服。

3 平均電流模式控制（AverageCMC）

平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內環(huán)兩個環(huán)路，如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定，電流環(huán)采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號（iLRs）之差進行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進行比較，最后即得控制占空比的開關信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個設計良好的電流誤差放大器，Vc不會是一個直流量，當開關導通時，電感電流上升，會導致Vc下降；開關關斷，電感電流下降時，會導致Vc上升。電流環(huán)的設計原則是，不能使Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，兩者斜率相等時就是最優(yōu)。原因是：如果Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，會導致Vc峰值超過Vs的峰值，在下個周波時Vc和Vs就可能不會相交，造成次諧波振蕩。

采用斜坡匹配的方法進行最優(yōu)設計后，PWM控制器的增益會隨占空比D的變化而變，如圖5所示。

當D很大時，較小的Vc會引起D較大的改變，而D較小時，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs??? （17）

不妨設電壓環(huán)帶寬遠低于電流環(huán)，則在分析電流環(huán)時Vcv為常數(shù)。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時，在開關頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs??? （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs)??? （19）

高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項忽略，并化簡，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL??? （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs)??? （21）

將式（19）與式（21）相乘，得整個電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s??? （22）

將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時，可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環(huán)等效為延時時間常數(shù)為一個開關周期的純慣性環(huán)節(jié)，如圖6所示。顯然，當電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時，電流響應的延時將會更長。

GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個高頻極點，以使fs以后的電流環(huán)開環(huán)增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個零點，使電流環(huán)開環(huán)增益變大，減小穩(wěn)態(tài)誤差。

整個環(huán)路的結構如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前。可見相對VMC而言（參見圖3），平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點（新增極點fs很大，對電壓環(huán)影響很小），將環(huán)路校正成了一階系統(tǒng),電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環(huán)設計變得更加容易。

4 峰值電流模式控制（PeakCMC）

平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時顯得不太方便，因此，實踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進行比較后，直接得到開關管的關斷信號（開通信號由時鐘自動給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。

????? 峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤

差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進入不連續(xù)電流（DCM）工作區(qū)后誤差將超過100％，系統(tǒng)有時可能會出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開環(huán)增益只能保持在10以內不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場合。

峰值CMC的缺點還包括對噪音敏感，需要進行斜坡補償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點，且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復現(xiàn)電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。

5 結語

采用平均狀態(tài)方程的方法可以得到Buck電路的小信號頻域模型，并可依此進行環(huán)路設計。電壓模式控制、平均電流模式控制和峰值電流模式控制方法均可用來進行環(huán)路設計，各有其優(yōu)缺點，適用的范圍也不盡相同。?