小訊號(hào)MOSFET提高電路轉(zhuǎn)換效率

　　類似DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)，若將蕭特基二極體替換為MOSFET，同樣可提高升壓轉(zhuǎn)換器的效能，在開關(guān)週期的電流相位中開啟。圖7表示同步DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器的拓?fù)?，其?yīng)用印刷電路板（PCB）架構(gòu)中，采用整合恩智浦（NXP）小訊號(hào)MOSFET的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，因該MOSFET以SOT457、SOT23、SOT223和DFN2020MD-6（SOT1220）等小型表面組裝元件（SMD）技術(shù)封裝，將可提供極低的導(dǎo)通電阻及良好開關(guān)性能。

　　圖7 同步DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

　　該印刷電路板拓?fù)湟嗖捎?a href="http://www.brongaenegriffin.com/tags/凌力爾特/" target="_blank">凌力爾特（Linear Technology）的控制器，以兩個(gè)N通道MOSFET構(gòu)成開關(guān)層級(jí)，為讓高端開關(guān)能通過(guò)電感連接節(jié)點(diǎn)，直達(dá)輸入電源，必須進(jìn)一步使用高于輸入電壓本身的控制電壓。

　　此一額外的電壓用于上級(jí)MOSFET的閘極控制，通過(guò)電荷幫浦產(chǎn)生，電容C25連接至開關(guān)節(jié)點(diǎn)、開關(guān)后的輸出，并通過(guò)蕭特基二極體連接穩(wěn)定電壓INTVCC（接腳12）；INTVCC由內(nèi)部5伏特低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）提供。

　　當(dāng)?shù)投碎_關(guān)打開時(shí)，電容通過(guò)二極體充電，本例中，C25的一端接地，若Q2關(guān)閉、Q1打開，則充電后的電容連接至VIN，在接腳BOOST（接腳14）處，可測(cè)量電壓VIN+INTVCC–VF（二極體的正向電壓）。儘管此一升壓設(shè)計(jì)可正確驅(qū)動(dòng)高端開關(guān)，但對(duì)于電荷幫浦而言，使用低電流蕭特基二極體便已足夠。

　　該設(shè)計(jì)采用的控制器還整合0.8伏特精密基準(zhǔn)電壓源，用于輸出電壓調(diào)節(jié)。降壓轉(zhuǎn)換器的輸出返回至FB接腳。由R41+ R39和R38組成的電阻分壓器調(diào)節(jié)輸出電壓，可由公式12計(jì)算：

　　VOUT=0.8V×（1+（R41+R39）/R38）。。。（12）

　　假設(shè)控制器以恆定頻率工作，在高電流情況下可輕鬆控制DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，但于低電流情況下對(duì)控制要求則升高，須大幅調(diào)整工作週期，或?qū)⒖刂破鬓D(zhuǎn)換為另一種控制模式，如高負(fù)載模式。該控制器有強(qiáng)制連續(xù)、高負(fù)載和脈衝跳躍叁種工作模式；其中，高負(fù)載模式具有高效率優(yōu)點(diǎn)，但漣波更大且電磁干擾（EMI）嚴(yán)重，最合適的模式須取決于終端應(yīng)用的規(guī)格和需求。

　　可編程設(shè)計(jì)的開關(guān)頻率范圍為250k？ 750kHz，頻率由電阻R30決定，控制器也可將內(nèi)部振盪器與外部時(shí)鐘源同步（MODE/PLLIN，接腳1）。該模式下，RC網(wǎng)路須與接腳2（FREQ）相連，做為鎖相迴路（PLL）濾波器。

　　掌握電壓/電流漣波設(shè)計(jì)　中功率DC-DC轉(zhuǎn)換效率增

　　DC-DC轉(zhuǎn)換器有多種應(yīng)用，具備外部MOSFET級(jí)的降壓轉(zhuǎn)換器控制器拓?fù)涑Ｓ糜谶\(yùn)算和消費(fèi)性電子產(chǎn)品中。新一代系統(tǒng)單晶片（SoC）解決方案須用到許多獨(dú)立的電源電壓，以提供主機(jī)板、筆記型電腦、平板裝置、電視或機(jī)上盒（STB）等裝置優(yōu)異的電源管理方案。

　　由于電源範(fàn)圍最高可達(dá)數(shù)百瓦，最低僅數(shù)瓦，在桌上型電腦中，DC-DC轉(zhuǎn)換器須提供高達(dá)100安培的電流和130瓦功率，開關(guān)級(jí)MOSFET採(cǎi)用無(wú)損封裝（LFPAK）或QFN 5×6封裝的趨勢(shì)也逐漸盛行，一般筆電和小筆電的功率需求相對(duì)較小，功耗範(fàn)圍為18~55瓦。開關(guān)MOSFET主要採(cǎi)用SO-8和QFN 3×3封裝。電視、機(jī)上盒或平板電腦等消費(fèi)性電子的應(yīng)用，功耗要求為7~15瓦。

　　對(duì)于中等功率範(fàn)圍而言，目前可用QFN 3×3、QFN 2×2或SOT457等具有更小封裝的小訊號(hào)MOSFET來(lái)替代SO-8。為達(dá)到所需的電流漣波，須仔細(xì)選擇用于降壓轉(zhuǎn)換器的電感值。電流漣波更大，則輸出電壓漣波也更大；漣波增加，則電感更小、輸入電壓更高，若開關(guān)頻率降低，則將進(jìn)一步增大。

　　ΔIL可由下列公式13算出：

　　ΔIL=VIN/L×ton=VOUT/L×toff.。。（13）

　　其中，T=ton+toff=1/f

　　得到公式14：

　　ΔIL=（VOUT/L）×（1–VOUT/VIN）×1/f.。。（14）

　　此時(shí)表示L=（VOUT/ΔIL）×（1–VOUT/VIN）×1/f。在極端情況下，電路會(huì)以連續(xù)模式的極限運(yùn)行，電流在再次增大之前會(huì)完全降為零，可得出公式15： ΔIL=2×I（均值）。。。。。。（15）

　　代換ΔIL后，L=VOUT×（1–VOUT/VIN）/2×I（均值）×f

　　實(shí)際上，漣波電流ΔIL一般約為最大電流的30%，輸出電壓的漣波不僅取決于電感和ΔIL，還與輸出電容的電容值有關(guān)，電容愈大，漣波愈小。圖8為流入電容的電流波形圖，無(wú)損耗電容的計(jì)算方式如公式16：

　　圖8 電容電流與時(shí)間的關(guān)係示意圖

　　。。。。。。（16）

　　對(duì)于t0至t1，IC=ΔIL/ton×t；對(duì)于t1至t2，IC=ΔIL/toff×t。

　　電容漣波電壓如公式17所示：

　　。。。。。。（17）

　　當(dāng)T=ton+toff=1/f時(shí)，可進(jìn)一步得出公式18：

　　VC_ripple=ΔIL/（C×8×f）。。。。。。（18）

　　此外，實(shí)際電容須考慮等效串聯(lián)電阻（ESR），因此可得出公式19：

　　VC_ripple=ΔIL×（ESR+1（8×F×Cout））？（19）

　　做為開關(guān)的MOSFET則須考慮兩個(gè)損耗過(guò)程，一個(gè)是歐姆損耗，由剩余導(dǎo)通電阻RDSon造成；第二個(gè)損耗產(chǎn)生于開關(guān)瞬變。由于MOSFET并非理想的電源開關(guān)，從關(guān)閉到開啟狀態(tài)（或開啟到關(guān)閉）仍存有短暫的導(dǎo)通時(shí)間。

　　RDSon損耗也稱I2R損耗，可通過(guò)公式20計(jì)算（lout表示RMS值）：

　　。。。。。。（20）

　　其工作週期為D=ton/T，項(xiàng)數(shù)1+δ包含與MOSFET的RDSon有關(guān)的溫度。δ典型值為δ=（0.005/℃）×（Tj–25℃）

　　低端開關(guān)則與其相似，由于當(dāng)高端開關(guān)關(guān)閉時(shí)，同步MOSFET接通，因此I2R損耗可由公式21計(jì)算：

　　。。。。。。（21）