01 反激式電源中的鐵氧體磁放大器

對于兩個輸出端都提供實(shí)際功率(5V 2A 和 12V 3A，兩者都可實(shí)現(xiàn)± 5%調(diào)節(jié))的雙路輸出反激式電源來說，當(dāng)電壓達(dá)到 12V 時會進(jìn)入零負(fù)載狀態(tài)，而無法在 5%限度內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個可實(shí)行的解決方案，但由于價格昂貴且會降低效率，仍不是理想的解決方案。

我們建議的解決方案是在 12V 輸出端使用一個磁放大器，即便是反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也可使用。為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料(高磁導(dǎo)率材料)的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路(D1 和 Q1)可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經(jīng)過全面測試。變壓器繞組設(shè)計(jì)為 5V 和 13V 輸出。該電路在實(shí)現(xiàn) 12V 輸出± 5%調(diào)節(jié)的同時，甚至還可以達(dá)到低于 1W 的輸入功率(5V 300 mW 和 12V 零負(fù)載)。

圖 1

02 使用現(xiàn)有的消弧電路提供過流保護(hù)

考慮一下 5V 2A 和 12V 3A 反激式電源。該電源的關(guān)鍵規(guī)范之一便是當(dāng) 12V 輸出端達(dá)到空載或負(fù)載極輕時，對 5V 輸出端提供過功率保護(hù)(OPP)。這兩個輸出端都提出了± 5%的電壓調(diào)節(jié)要求。

對于通常的解決方案來說，使用檢測電阻會降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險絲的價格也不菲。而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過壓保護(hù)(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時滿足 OPP 和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實(shí)現(xiàn)該功能。

從圖 2 可以看出，R1 和 VR1 形成了一個 12V 輸出端有源假負(fù)載，這樣可以在 12V 輸出端輕載時實(shí)現(xiàn) 12V 電壓調(diào)節(jié)。在 5V 輸出端處于過載情況下時，5V 輸出端上的電壓將會下降。假負(fù)載會吸收大量電流。R1 上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1 導(dǎo)通并觸發(fā) OPP 電路。

圖 2

03 有源并聯(lián)穩(wěn)壓器與假負(fù)載

在線電壓 AC 到低壓 DC 的開關(guān)電源產(chǎn)品領(lǐng)域中，反激式是目前最流行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這其中的一個主要原因是其獨(dú)有的成本效益，只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

通常，反饋來自對輸出容差有最嚴(yán)格要求的輸出端。然后，該輸出端會定義所有其它次級繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應(yīng)的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負(fù)載或負(fù)載極輕的情況下更是如此。

可以使用后級穩(wěn)壓器或假負(fù)載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級穩(wěn)壓器或假負(fù)載會造成成本增加和效率降低，因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈Γ貏e是在近年來對多種消費(fèi)類應(yīng)用中的空載和 / 或待機(jī)輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴(yán)格的情況下，這一設(shè)計(jì)開始受到冷落。圖 3 中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓問題，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。

圖 3：用于多路輸出反激式轉(zhuǎn)換器的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器。

該電路的工作方式如下：兩個輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時，電阻分壓器 R14 和 R13 會偏置三極管 Q5，進(jìn)而使 Q4 和 Q1 保持在關(guān)斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經(jīng) Q5 的電流便充當(dāng) 5V 輸出端很小的假負(fù)載。

5V 輸出端與 3.3V 輸出端的標(biāo)準(zhǔn)差異為 1.7V。當(dāng)負(fù)載要求從 3.3V 輸出端獲得額外的電流，而從 5V 輸出端輸出的負(fù)載電流并未等量增加時，其輸出電壓與 3.3V 輸出端的電壓相比將會升高。由于電壓差異約超過 100 mV，Q5 將偏置截止，從而導(dǎo)通 Q4 和 Q1 并允許電流從 5V 輸出端流到 3.3V 輸出端。該電流將降低 5V 輸出端的電壓，進(jìn)而縮小兩個輸出端之間的電壓差異。

Q1 中的電流量由兩個輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負(fù)載的影響，即使在 3.3V 輸出端滿載而 5V 輸出端無負(fù)載這樣最差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設(shè)計(jì)中的 Q5 和 Q4 可以提供溫度補(bǔ)償，這是由于每個三極管中的 VBE 溫度變化都可以彼此抵消。二極管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，從而無需在設(shè)計(jì)添加散熱片。

該電路只對兩個電壓之間的相對差異作出反應(yīng)，在滿載和輕負(fù)載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從 5V 輸出端連接到 3.3V 輸出端，因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低 66%。其結(jié)果是在滿載時保持高效率，從輕負(fù)載到無負(fù)載的功耗保持較低水平。

04 采用 StackFET 的高壓輸入開關(guān)電源

使用三相交流電進(jìn)行工作的工業(yè)設(shè)備常常需要一個可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級。此類應(yīng)用的范例包括工業(yè)傳動器、UPS 系統(tǒng)和能量計(jì)。

此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)所需的規(guī)格要嚴(yán)格得多。不僅這些應(yīng)用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應(yīng)用所設(shè)計(jì)的設(shè)備還必須容許非常寬的波動—包括跌落時間延長、電涌以及一個或多個相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達(dá)到 57 VAC 至 580 VAC 之寬。

設(shè)計(jì)如此寬范圍的開關(guān)電源可以說是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓 MOSFET 的成本較高以及傳統(tǒng)的 PWM 控制環(huán)路的動態(tài)范圍的限制。StackFET 技術(shù)允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為 600V 的低壓 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成電源控制器，這樣便可設(shè)計(jì)出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關(guān)電源。

圖 4：采用 StackFET 技術(shù)的三相輸入 3W 開關(guān)電源。

該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統(tǒng)，甚至來自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管 D1-D8 構(gòu)成。電阻 R1-R4 可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨(dú)配備保險絲。pi 濾波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 構(gòu)成，可以過濾整流直流電壓。

電阻 R13 和 R15 用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。當(dāng)集成開關(guān)(U1)內(nèi)的 MOSFET 導(dǎo)通時，Q1 的源端將被拉低，R6、R7 和 R8 將提供柵極電流，并且 VR1 到 VR3 的結(jié)電容將導(dǎo)通 Q1。齊納二極管 VR4 用于限制施加給 Q1 的柵極源電壓。當(dāng) U1 內(nèi)的 MOSFET 關(guān)斷時，U1 的最大化漏極電壓將被一個由 VR1、VR2 和 VR3 構(gòu)成的 450 V 箝位網(wǎng)絡(luò)箝位。這會將 U1 的漏極電壓限制到接近 450 V。

與 Q1 相連的繞組結(jié)束時的任何額外電壓都會被施加給 Q1。這種設(shè)計(jì)可以有效地分配 Q1 和 U1 之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻 R9 用于限制開關(guān)切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網(wǎng)絡(luò) VR5、D9 和 R10 則用于限制初級上的峰值電壓。

輸出整流由 D1 提供。C2 為輸出濾波器。L2 和 C3 構(gòu)成次級濾波器，以減小輸出端的開關(guān)紋波。

當(dāng)輸出電壓超過光耦二極管和 VR6 的總壓降時，VR6 將導(dǎo)通。輸出電壓的變化會導(dǎo)致流經(jīng) U2 內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進(jìn)而改變流經(jīng) U2B 內(nèi)的晶體管的電流。當(dāng)此電流超出 U1 的 FB 引腳閾值電流時，將抑制下一個周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數(shù)量來實(shí)現(xiàn)。一旦開關(guān)周期被開啟，該周期便會在電流上升到 U1 的內(nèi)部電流限制時結(jié)束。R11 用于限制瞬態(tài)負(fù)載時流經(jīng)光耦器的電流，以及調(diào)整反饋環(huán)路的增益。電阻 R12 用于偏置齊納二極管 VR6。

IC U1 (LNK 304)具有內(nèi)置功能，因此可根據(jù)反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護(hù)。由于 U1 直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4 用于提供內(nèi)部電源去耦。

05 選擇好的整流二極管可以簡化 AC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 EMI 濾波器電路并降低其成本

該電路可以簡化 AC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 EMI 濾波器電路并降低其成本。要使 AC/DC 電源符合 EMI 標(biāo)準(zhǔn)，就需要使用大量的 EMI 濾波器器件，例如 X 電容和 Y 電容。AC/DC 電源的標(biāo)準(zhǔn)輸入電路都包括一個橋式整流器，用于對輸入電壓進(jìn)行整流(通常為 50-60 Hz)。由于這是低頻 AC 輸入電壓，因此可以使用如 1N400X 系列二極管等標(biāo)準(zhǔn)二極管，另一個原因是這些二極管的價格是最便宜的。

這些濾波器器件用于降低電源產(chǎn)生的 EMI，以便符合已發(fā)布的 EMI 限制。然而，由于用來記錄 EMI 的測量只在 150 kHz 時才開始，而 AC 線電壓頻率只有 50 或 60 Hz，因此橋式整流器中使用的標(biāo)準(zhǔn)二極管(參見圖5-1)的反向恢復(fù)時間較長，且通常與 EMI 產(chǎn)生沒有直接關(guān)系。

然而，過去的輸入濾波電路中有時會包括一些與橋式整流器并聯(lián)的電容，用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。

如果在橋式整流器中使用快速恢復(fù)二極管，就無需使用這些電容了。當(dāng)這些二極管之間的電壓開始反向時，它們的恢復(fù)速度非?？?參見圖 5-2)。這樣通過降低隨后的高頻關(guān)斷急變以及 EMI，可以降低 AC 輸入線中的雜散線路電感激勵。由于 2 個二極管可以在每半個周期中實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通，因此 4 個二極管中只需要 2 個是快速恢復(fù)類型即可。同樣，在每半個周期進(jìn)行導(dǎo)通的兩個二極管中，只需要其中一個二極管具有快速恢復(fù)特性即可。

圖 5-1：在 AC 輸入端使用橋式整流器的 SMPS 的典型輸入級。

圖 5-2：輸入電壓和電流波形顯示了反向恢復(fù)結(jié)束時的二極管急變。

06 用軟啟動禁止低成本輸出來遏制電流尖峰

為滿足嚴(yán)格的待機(jī)功耗規(guī)范要求，一些多路輸出電源被設(shè)計(jì)為在待機(jī)信號為活動狀態(tài)時斷開輸出連接。

通常情況下，通過關(guān)閉串聯(lián)旁路雙極晶體管(BJT)或 MOSFET 即可實(shí)現(xiàn)上述目的。對于低電流輸出，如果在設(shè)計(jì)電源變壓器時充分考慮到晶體管的額外壓降情況，則 BJT 可成為 MOSFET 的合適替代品，且成本更為低廉。

圖6所示為簡單的 BJT 串聯(lián)旁路開關(guān)，電壓為 12 V，輸出電流強(qiáng)度為 100 mA，并帶有一超大電容(CLOAD)。晶體管 Q1 為串聯(lián)旁路元件，由 Q2 根據(jù)待機(jī)信號的狀態(tài)來控制其開關(guān)。電阻 R1 的值是額定的，這樣可確保 Q1 有足夠的基值電流在最小 Beta 和最大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI 建議額外添加一個電容器(Cnew)，用以調(diào)節(jié)導(dǎo)通時的瞬態(tài)電流。如果不添加 Cnew，Q1 在導(dǎo)通后即迅速進(jìn)入電容性負(fù)載，并因而產(chǎn)生較大的電流尖峰。為調(diào)節(jié)該瞬態(tài)尖峰，需要增加 Q1 的容量，這便導(dǎo)致了成本的增加。

用作 Q1 額外“密勒電容”的 Cnew 可以消除電流尖峰。該額外電容可限制 Q1 集電極的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充電電流就越少。為 Cnew 指定電容值，使得 Q1 的理想輸出 dv/dt 值與 Cnew 值相乘等于流入 R1 的電流。簡單的軟啟動電路可以禁止待機(jī)時的電源輸出，同時消除導(dǎo)通時的電流尖峰因此，可利用小型晶體管(Q1)來保持低成本。

?式 2

圖6：BJT 串聯(lián)旁路開關(guān)

　　審核編輯：湯梓紅