一 概述

　　單端正激型開關(guān)電源只使用一支功率開關(guān)管，整體電路結(jié)構(gòu)比較簡單，在中小功率輸出的場合得到了廣泛的應(yīng)用。但這種拓撲結(jié)構(gòu)形式的特點是功率變壓器工作于B-H曲線的第一象限，變壓器存在磁心飽和的潛在隱患，必須采用適當?shù)娜ゴ欧椒ǎ瑢⒐β首儔浩髟陂_關(guān)導(dǎo)通時存儲的磁化能量在截止期間瀉放或者消耗掉。否則，經(jīng)過多個開關(guān)周期后，由于剩磁作用，變壓器的工作點逐漸上移，極易由于磁心飽和而產(chǎn)生近似短路狀態(tài)，導(dǎo)致功率開關(guān)管上流過較大的電流，超過其額定值而燒毀。

　　工程中常用的經(jīng)典去磁方法包括增加去磁繞組、有源嵌位、R-C-D嵌位法、ZVT嵌位法等，其共同思路是：在主功率開關(guān)截止后，通過一定的途徑，使變壓器中剩余的磁化能量進行瀉放或者消耗在無源功率電阻上。

　　實際上，由于目前的開關(guān)電源普遍采用MOSFET作為功率開關(guān)，因此僅利用其分布參數(shù)也能夠較好的完成去磁工作，即采用諧振技術(shù)進行去磁。諧振去磁的基本原理為：在功率開關(guān)截止后，利用變壓器的自感和電路中元器件的分布電容進行諧振，將變壓器的磁化能量進行轉(zhuǎn)移。這樣，省去了相對復(fù)雜的去磁設(shè)計，使得電路結(jié)構(gòu)得到簡化。

　　二 諧振去磁的工作原理

　　在分析利用諧振技術(shù)進行變壓器去磁的工作原理之前，首先作出以下假設(shè)：

　?。?）整個系統(tǒng)處于動態(tài)平衡的穩(wěn)定狀態(tài)。

　?。?）輸出電感LO與輸出電容CO與參與諧振的分布元件相比，近似為無窮大。

　?。?）變壓器的漏感可以忽略不計。

　?。?）開關(guān)管與二極管均為理想器件，即開關(guān)管導(dǎo)通電阻和二極管的正向壓降均可以近似認為是0。

　　（5）與開關(guān)周期和諧振工作時間相比，開關(guān)器件的過渡時間很短。

　　對于一個單端正激型電源，與該諧振去磁方法相關(guān)的基本電路元件分布位置如圖1所示：

　　其中，Lm為變壓器初級線圈的等效電感；Ct為功率變壓器初級繞組的等效電容，與Lm為并聯(lián)關(guān)系；Cs為開關(guān)管Q1的漏－源極結(jié)電容和為改善其開關(guān)環(huán)境而并聯(lián)的外電容之和；C1為輸出整流二極管的結(jié)電容。

　　圖2為這些元器件等效到變壓器初級的示意圖。由圖中可以看到，Dr的結(jié)電容C1等效到變壓器初級的電容C2為：

　　且它與Ct為并聯(lián)關(guān)系。同時，假定輸入電壓源Vin為理想電壓源，其內(nèi)阻可以忽略不計，因此在交流諧振狀態(tài)時，Cs也與Ct呈并聯(lián)關(guān)系。

　　在一個完整的開關(guān)周期內(nèi)，諧振去磁的整個工作過程由以下幾個階段組成：

　　第一階段：圖3中的T1階段。在此之前， Q1處于截止狀態(tài)，其漏－源極上的電壓為輸入電壓Vin， Df續(xù)流導(dǎo)通，流過變壓器磁心的磁化電流為負值I1（其大小與方向在后面進一步解釋）。從t=0開始，Q1受控導(dǎo)通，主功率變壓器磁心的磁化電流Imag為線性變化，由負值逐漸變?yōu)?，又開始正向增加。在這一階段，由于極性關(guān)系，Dr導(dǎo)通，Df截止。而C1和Cs的端電壓均近似為0，能量由輸入端通過變壓器耦合至輸出負載。假定變壓器初級磁化電流在該階段開始時為I1，結(jié)束時為I2，則I1與I2的關(guān)系為：

　　第二階段：圖4中的T2階段。在此階段的開始，Q1受控制信號的作用截止，其漏-源極電壓Vds開始迅速上升。當Vds超過輸入電壓Vin之后，變壓器次級線圈的極性反轉(zhuǎn)，Dr相應(yīng)截止，Df導(dǎo)通。由于Q1的截止，變壓器初級電感Lm與電路中的等效電容Cr（C2、Ct、Cs之和）形成一個并聯(lián)諧振電路，開始諧振工作，去磁電流Imag開始以正弦形狀變化并流過諧振電路。由電路理論可以得知，一個L-C并聯(lián)電路以諧振方式工作時，電感上的電流與電容上的電壓均為正弦形變化，且彼此相位相差90度，參與諧振的電感和電容所存儲的能量互相交換。由于Cr在前一階段的端電壓為0，沒有存儲能量，而Lm中的能量在開關(guān)截止前達到了最大值，因此Lm與Cr產(chǎn)生能量交換；該階段的持續(xù)時間為T2，且T2為一個完整諧振周期的一半。

　　Cr上的電壓由0所能夠達到的最大值為：

　　而Q1漏－源極電壓Vds在Cr達到最大值時，也達到最大值：

　　這樣，到了該階段的末期，激磁電流Imag達到負向的最大值。由于系統(tǒng)處于穩(wěn)定的動態(tài)平衡狀態(tài)，且能夠完全去磁，因此其值等于-I2。此時， Q1漏－源極電壓Vds等于輸入電壓Vin。

　　這一階段的等效電容Cr為：

　　諧振頻率為：

　　由初始條件，可以得到磁化電流與等效電容電壓的變化分別為：

　　在上述兩個階段，變壓器中磁場強度H的變化與磁化電流Imag的變化相一致：當T1階段，H向正方向增加；而在接下來的T2階段，由于諧振作用，H向反方向變化。這樣，通過諧振使變壓器的激磁能量進行了轉(zhuǎn)移，并且最終實現(xiàn)了磁化電流的反向流動，從而達到了去磁的目的。

　　第三階段：圖5中的T3階段。在此時間段內(nèi)， Q1仍然保持截止狀態(tài)，由于前一階段Cr上的電壓諧振地變化為0，因此Q1兩端的電壓為Vin。當Cr上的電壓企圖繼續(xù)諧振，進一步降低時，就導(dǎo)致Dr導(dǎo)通。因此，該時間段開始時，Np與Ns的端電壓均為0，Cr的端電壓被嵌位為0，諧振結(jié)束，此時與Q1并聯(lián)的Cs兩端沒有變化的交流電壓，只有穩(wěn)定的直流電壓Vin。Dr與Df均可以看作是處于“導(dǎo)通”狀態(tài)。而負向的磁化電流由于只有Df－Dr－Ns這樣一條通路可以繼續(xù)流動，且磁化電流I1在這一階段保持恒定的負值I1不變，這種工作模式一直持續(xù)到下一個開關(guān)周期的到來。在系統(tǒng)處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時，且保證每個開關(guān)周期都能夠完全進行去磁的條件下，磁化電流I1也等于下一個開關(guān)周期開始時的I1，即：

　　如果電路的諧振頻率恰好等于開關(guān)管截止的時間，則Ts的持續(xù)時間為0。而如果諧振周期大于Tr，可能會出現(xiàn)I1與I2不相等的情況。在這種情況下，下一個開關(guān)周期開始前半個諧振周期未結(jié)束，因此主功率開關(guān)上的漏-源極電壓在每個開關(guān)周期開始時超過Vin；這樣，會增加開關(guān)損耗。同時，也無法有效的實現(xiàn)變壓器的完全去磁。

　　三 諧振去磁的特點及諧振頻率選擇：

　　1 降低了對控制電路的50%占空比的要求。單端正激型開關(guān)電源在實際工程中通常采用在主變壓器中增加第3個繞組的方法進行去磁。由于受到開關(guān)管的耐壓值的限制，通常將去磁繞組與初級繞組的匝比定為1：1。這樣，最大占空比只能達到50％。同時。為了減少開關(guān)管關(guān)斷時的電壓尖峰，復(fù)位繞組和初級繞組在工藝上要求緊密耦合，因此變壓器的設(shè)計和加工工藝比較復(fù)雜。而諧振去磁只要求在開關(guān)管截止期內(nèi)，至少保證能完整進行半個諧振周期工作。而通過諧振頻率的選擇和諧振元件參數(shù)值的調(diào)整，可以充分保證做到這一點。這樣，占空比不再受50％的要求，電源可以工作于較寬的輸入電壓范圍。同時對于簡化電路結(jié)構(gòu)也很有意義。

　　2 對比常規(guī)的去磁繞組法與諧振去磁，可以看出，常規(guī)的去磁繞組法中，磁化電流始終可以認為是非負值，在開關(guān)導(dǎo)通時線性增長，在開關(guān)截止時線性減少。因此其B－H特性為第1象限；而諧振去磁的磁化電流在每一個周期內(nèi)有一段時間為負值，因此屬于雙向磁化電流變化。在選擇較大的磁感應(yīng)強度擺幅（ΔB）進行功率變壓器設(shè)計時，在防止磁心飽和方面，諧振去磁具有更多的優(yōu)勢。

　　3 由理論分析和后面的桌面電路試驗的實際波形可以看出，諧振去磁時，開關(guān)管漏－源極電壓波形為較為光滑的半正弦波，而去磁繞組法為波形邊緣較為陡峭的脈沖方波，前者無疑比后者具有更小的高次諧波分量。因此，對于開關(guān)電源的EMI問題也有所改善。

　　4 諧振去磁中，諧振元件參數(shù)的確定

　　在采用諧振去磁時，為以確保在開關(guān)截止期內(nèi)能夠完成半個諧振周期的去磁過程，需要仔細確定諧振元件的參數(shù)。因此，在理論分析的基礎(chǔ)上，必須在試驗中仔細觀察各種工作狀態(tài)下開關(guān)管的漏－源極波形，以確定比較適宜的諧振頻率。

　　在選擇諧振頻率時，需要對開關(guān)管的額定電壓和去磁效果相互之間的矛盾進行綜合考慮。目前在中、小功率應(yīng)用場合中，單端正激功率變壓器的初級電感量通常為幾十到幾百微亨，而開關(guān)管的結(jié)電容通常為幾百到幾千pF，這樣，在僅僅利用初級電感和器件結(jié)電容進行諧振去磁時，諧振頻率一般都可以達到幾百kHz或者更高。而為了降低主開關(guān)管在諧振上的電壓應(yīng)力Vds，有時需要在開關(guān)管Q1或二極管Dr兩端并聯(lián)一定數(shù)量的電容以適當降低諧振頻率。然而，該電容的容值不能過大，否則會導(dǎo)致無法完全進行諧振去磁的問題。

　　圖6是在相同的占空比條件下，選擇不同的諧振參數(shù)時，開關(guān)管漏－源極的典型電壓波形。圖中：

　?。?）是選擇比較適當?shù)闹C振頻率后的理想電壓波形，其形狀與上節(jié)理論分析的一致；

　　（2）是諧振頻率選擇過高時的波形。在變壓器的各個參數(shù)均確定的條件下，等效電容Cr較小時是這種波形。從圖中可以看出，雖然其基本形狀與（1）完全相同，也能夠迅速完成去磁過程，但是由于等效電容較小，因此諧振頻率較高，相同的變壓器初級激磁能量導(dǎo)致等效電容Cr上的諧振電壓V2的幅值遠超過了V1。這樣就要求主開關(guān)管的耐壓更高，增加了成本。

　　（3）則是在開關(guān)管、輸出二極管的兩端并聯(lián)的電容過大，導(dǎo)致諧振等效電容Cr過大，因此諧振頻率較低，甚至無法完全滿足在開關(guān)管的截止期內(nèi)完成諧振周期一半的工作。由前面的分析可知，系統(tǒng)動態(tài)平衡時，完全的去磁條件是每一開關(guān)導(dǎo)通期開始的磁化電流應(yīng)該與上一開關(guān)截止期末的磁化電流相同，顯然（c）中的去磁過程沒有完全結(jié)束，在輸入電壓較低，開關(guān)導(dǎo)通時間較長時更是如此。在電路設(shè)計與試驗中，要盡量避免這種波形的產(chǎn)生。從這些圖也可以看出，工程設(shè)計中，有時為了降低功率開關(guān)管的損耗，在其兩端并聯(lián)電容，這樣會對諧振去磁的效果產(chǎn)生影響，因此需要綜合考慮。

　　四 設(shè)計實例：

　　在上述理論的指導(dǎo)下，進行了利用諧振技術(shù)去磁的實際單端正激電源的桌面電路試驗（12V/20W）；并且在此基礎(chǔ)上，完成了某型號產(chǎn)品的初樣件設(shè)計工作。其基本原理見圖7。

　　在該電路中，控制器件選用UC1843（LCC20封裝）；開關(guān)頻率設(shè)為近300kHz，最大占空比選擇60％左右；開關(guān)管Q1為2N6798（IRF230），其Coss為250pF；整流二極管Dr選用15CLQ100，變壓器磁心選用MAGNETICS公司的RM6磁心，初級線圈為8匝，次級線圈為9匝。磁心的初級線圈電感量經(jīng)過實測為160μH左右，次級整流二極管未并聯(lián)電容，而初級MOSFET并聯(lián)510p電容；輸入電壓范圍為23V—33V。所測得的Q1漏－源極波形在最低輸入電壓和最高輸入電壓時的情況，如圖7所示（兩圖中的橫坐標為時間量1μs/格；縱坐標為電壓量20V/格）：

　　通過對實際電路功率MOSFET的漏－源極電壓波形實測，可以看出這種磁心復(fù)位方法的工作過程。從圖中可以大致推測出其去磁時的諧振頻率大約為300多kHz.。而實際的電路參數(shù)計算也大致在此范圍。對實際設(shè)計的電源產(chǎn)品分別進行了高低溫條件下長期連續(xù)通電試驗，其工作性能穩(wěn)定，證明了該方法的技術(shù)有效性。