2.4G射頻雙向功放電路的設(shè)計(jì)與制作

在兩個(gè)或多個(gè)網(wǎng)絡(luò)互連時(shí)，無線局域網(wǎng)的低功率與高頻率限制了其覆蓋范圍，為了擴(kuò)大覆蓋范圍，可以引入蜂窩或者微蜂窩的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)或者通過增大發(fā)射功率擴(kuò)大覆蓋半徑等措施來實(shí)現(xiàn)。前者實(shí)現(xiàn)成本較高，而后者則相對(duì)較便宜，且容易實(shí)現(xiàn)?，F(xiàn)有的產(chǎn)品基本上通信距離都比 較小，而且實(shí)現(xiàn)雙向收發(fā)的比較少。 本文主要研究的是距離擴(kuò)展射頻前端的方案與硬件的實(shí)現(xiàn)，通過增大發(fā)射信號(hào)功率、放大接收信號(hào)提高靈敏度以及選擇增益較大的天線來實(shí)現(xiàn)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了雙向收發(fā)，最終成果可以直接應(yīng)用于與IEEE802.11b/g兼容的無線通信系統(tǒng) 中。

雙向功率放大器的設(shè)計(jì)

雙向功率放大器設(shè)計(jì)指標(biāo)：
工作頻率：2400MHz～2483MHz
最大輸出功率：+30dBm（1W）
發(fā)射增益：≥27dB
接收增益：≥14dB
接收端噪聲系數(shù)：< 3.5dB
頻率響應(yīng)：<±1dB
輸入端最小輸入功率門限：

具有收發(fā)指示功能

具有電源極性反接保護(hù)功能

根據(jù)時(shí)分雙工TDD的工作原理，收發(fā)是分開進(jìn)行的，因此可以得出采用圖1的功放整體框圖。

功率檢波器信號(hào)輸入端接在RF信號(hào)輸入通道上的定向耦合器上。當(dāng)無線收發(fā)器處在發(fā)射狀態(tài)時(shí)，功率檢波器檢測(cè)到無線收發(fā)器發(fā)出的信號(hào)，產(chǎn)生開關(guān)切換信號(hào)控制RF開關(guān)打向發(fā)射PA通路，LNA電路被斷開，雙向功率放大器處在發(fā)射狀態(tài)。當(dāng)無線收發(fā)器處在接收狀態(tài)時(shí)，功率檢波器由于定向耦合器的單方向性而基本沒有輸入信號(hào)，這時(shí)通過開關(guān)切換信號(hào)將RF開關(guān)切換到LNA通路，PA通路斷開，此時(shí)雙向功率放大器處在接收狀態(tài)。
下面介紹重點(diǎn)部位的設(shè)計(jì)：

發(fā)射功率放大（PA）電路

發(fā)射功率放大電路的作用是將無 線收發(fā)器輸入功率放大以達(dá)到期望輸出功率。此處選擇單片微波集成電路（MMIC）作為功率放大器件，并采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)的方式來同時(shí)達(dá)到最大輸出功率與增益的要求。前級(jí)功率放大芯片選擇RFMD公司的 RF5189，該芯片主要應(yīng)用在IEEE802.11b WLAN、2.4GHz ISM頻段商用及消費(fèi)類電子、無線局域網(wǎng)系統(tǒng)、擴(kuò)頻與MMDS系統(tǒng)等等。RF5189的增益可以通過VREG引腳電壓控制，在本設(shè)計(jì)中VREG電壓取+3V，使RF5189具有最大增益。RF5189在2.412GHz~2.482GHz頻段增益變化幅度約為0.6dB，線性度較高。由于RF5189片內(nèi)集成了輸入輸出端口的匹配電路與RF隔直電容，所以RF5189輸入輸出端直接加特性阻抗為50Ω的傳輸線進(jìn)行信號(hào)的傳輸。應(yīng)用電路如圖2。

第二級(jí)功率放大芯片采用RFMD公 司的RF2126。RF2126的功率控制端接到RF5189功率控制端，兩片功 率放大芯片采用統(tǒng)一的控制電壓信號(hào)進(jìn)行控制。它的輸入輸出阻抗并不是50Ω，所以需要外加匹配電路，匹配電路中使用的電容選擇自諧振頻率與Q值高，等效串連阻抗ESR很小的射頻電容，以減小信號(hào)在阻抗匹配電路中的損耗。在本設(shè)計(jì)中阻抗匹配電容選 擇美國技術(shù)陶瓷（ATC）公司的ATC100A系列陶瓷電容，它的品質(zhì)因素（Q值）：>10000@1MHz應(yīng)用電路如圖3。

低噪聲放大（LNA）電路的設(shè)計(jì)

低噪聲放大芯片選擇Hittite公司的HMC286E。HMC286E是專門為2.3GHz~2.5GHz的擴(kuò)頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)的低噪聲放大器（LNA），在+3V供電情況下可以提供19dB信號(hào)增益和1.7dB的低噪聲系數(shù)，并且耗電僅8.5mA。在2.4GHz時(shí)的一階增益壓縮點(diǎn)（P1dB）是+6dBm，三階交調(diào)截取點(diǎn)（IP3）是+12dBm。

在接收低噪聲放大器（LNA）輸入端加一級(jí)帶通濾波器，考慮到實(shí)際功放尺寸的限制，本設(shè)計(jì)采用表面安裝的低溫?zé)Y(jié)陶瓷（LTCC，Low-Temperature Cofired Ceramics）帶通濾波器BF2520-B2R4CAC。它的插入損耗很小，最大為1.5dB。
BF2520-B2R4CAC帶通濾波器S參數(shù)如圖4所示。

收發(fā)切換電路的設(shè)計(jì)

為 了使功放電路可以工作在TDD模式下，在R F 收發(fā)器端和天線端 各加一個(gè)射頻單刀雙擲（ SPDT） 開關(guān)。直接采用S kyWorks 公司的GaAs 集成 SPDT開關(guān)芯片AS179-92。該芯片插入損耗為0.4db，上升下降時(shí)間為10ns。

功率檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)

切換控制信號(hào)通過對(duì)功率檢波器輸出信號(hào)整形變換得到，因此功率檢測(cè)電路的性能對(duì)實(shí)現(xiàn)收發(fā)控制至關(guān)重要。功率檢測(cè)芯片選擇Linear公司的LT5534ESC6。為了不使在接收狀態(tài)下，接收功率較大時(shí)功率檢波器輸出大電壓值，還有就是使功率檢測(cè)電路的引入不影響信號(hào)通路的特性阻抗，因此功率檢波器RF輸入端不直接接在功率放大器信號(hào)輸入端，而是采用微帶線定向耦合器從RF通路中耦合出一部分功率輸入到功率檢測(cè)電路中。耦合微帶線定向耦合器用ADS2005A的無源電路設(shè)計(jì)向?qū)В≒assive Circuit DesignGuide）來設(shè)計(jì)。對(duì)設(shè)計(jì)出來的耦合微帶線定向耦合器進(jìn)行S參數(shù)仿真，界面為圖5。

在2.45GHz處，S11=?36.85dB，S21=?0.19dB，S31=?22.70dB，S41=?15.08dB。所以方向性系數(shù)D=5.62dB。

最終取微帶耦合線的物理尺寸為：微帶線寬度W=56mil，間距S=20mil，耦合線長(zhǎng)L=650mil。

電平平移與驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

功率檢測(cè)電路輸出的是一個(gè)接近線性的電壓信號(hào)而不是邏輯高低電平信號(hào)，不適合直接控制RF開關(guān)。因此需要一個(gè)電平平移與驅(qū)動(dòng)電路來將單一的初始控制信號(hào)變成穩(wěn)定的驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)的一對(duì)反相的控制信號(hào)。所以電路采用一個(gè)三極管9011和一個(gè)雙P溝道場(chǎng)效應(yīng)管RF1K49093構(gòu)成。電平平移與驅(qū)動(dòng) 電路如圖6所示。

雙向功率放大器的測(cè)試

由于所設(shè)計(jì)的雙向功率放大器是專門針對(duì)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的，所以輸入輸出信號(hào)都是擴(kuò)頻信號(hào)，而且工作頻率較高，如果要觀察信號(hào)波形的話對(duì)測(cè)試儀器要求很高，所以不適合采用時(shí)域測(cè)試方法。這里主要介紹采用頻域測(cè)試方法來對(duì)雙向功率放大器進(jìn)行測(cè)試。

端口S參數(shù)的測(cè)試

采用安利公司的Anritsu 37269C矢 量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量，在2.4GHz~ 2.5GHz頻段S參數(shù)數(shù)據(jù)見表1。

回波損耗（RL）=?10log 10 [(反射功率)/(入射功率)](dB)
S11即為功率放大器輸入端的回波損耗，?S22即為功率放大器輸出端的回波損耗。

發(fā)射功率放大增益測(cè)試

測(cè)試信源采用自行設(shè)計(jì)的ZigBee無線通信模塊，輸出為2.4G ISM頻段直接序列擴(kuò)頻（DSSS）信號(hào)。

預(yù)先測(cè)出自制信源模塊輸出功率為： Pin=?9.2dBm。

自制信源模塊輸出信號(hào)頻譜如圖7所示。

測(cè)試結(jié)果如圖8所示。

經(jīng)過功率放大器后輸出功率為：P OUT =18.8dBm，所以前向增益為:
G_{F}=Pout-Pin=18.8-(-9.2)=28dB

發(fā)射輸入信號(hào)最小功率門限的測(cè)試

雙向功放輸入端接Agilent E8257D( 250kHz～40GHz)PSG模擬信號(hào)發(fā)生器，輸出端接頻譜分析儀。 測(cè)得最小功率門限為P INMIN = ? 21.5dBm。

接收信號(hào)放大增益測(cè)試

測(cè)試結(jié)果數(shù)據(jù)見表2。

相鄰信道功率比（ACPR）測(cè)量

計(jì)算公式為ACPR=frac{P_{ac}}{P_{mc}} (dBc)
對(duì)于信號(hào)源輸出頻譜（圖9）：
相鄰信道功率比（Adjacent Channel Power Ratio）=40dBc
相間信道功率比（Alternate Channel Power Ratio）=59.6dBc
對(duì)于雙向功率放大器輸出頻譜：
相鄰信道功率比（Adjacent Channel Power Ratio）=39.3dBc
相間信道功率比（Alternate Channel Power Ratio）=62.8dBc

整體電路工作電流測(cè)試

發(fā)射狀態(tài)

雙向功放輸入端輸入 9dBm 2.45GHz信號(hào)，測(cè)試整機(jī)電流 I= 573mA

接收狀態(tài)

雙向功放輸出端輸入50dBm 2.45GHz信號(hào)，測(cè)試整機(jī)電流I= 52mA
所設(shè)計(jì)的雙向功率放大器處在接收狀態(tài)時(shí)通過控制發(fā)射功率放大模塊的偏置電壓使其均處在省電狀態(tài)，大大減小了接收狀態(tài)下的功耗。

結(jié)論

目前國內(nèi)針對(duì)個(gè)人無線局域網(wǎng)的射頻功率放大器的相關(guān)資料相對(duì)比較少，芯片廠商提供的器件手冊(cè)也相當(dāng)簡(jiǎn)略。本設(shè)計(jì)是學(xué)習(xí)IEEE802.15.4 2.4GHz擴(kuò)頻通信調(diào)制方法的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)出適合于IEEE802.15.4的雙向功率放大器，該功率放大器也可以直接用于IEEE802.11b/g收發(fā) 系統(tǒng)中。根據(jù)實(shí)際需要確定功率放大器的電路結(jié)構(gòu)， 依次對(duì)發(fā)射功率放大電路、接收信號(hào)放大電路、收發(fā)切換電路、功率檢測(cè)電路、電平平移與驅(qū)動(dòng)電路以及電源管理電路的所需元器件選擇和應(yīng)用電路進(jìn)行了非常詳細(xì)的分析與設(shè)計(jì)。從測(cè)試結(jié)果看來，本設(shè)計(jì)已經(jīng)達(dá)到了預(yù)期的要求，可以廣泛應(yīng)用到工程中。