阻抗失配會引起信號反射，這是高頻測試系統(tǒng)所不希望出現(xiàn)的現(xiàn)象。對于交流信號而言，材料之間介電常數(shù)的任何變化都會導(dǎo)致特性阻抗的變化和阻抗失配問題。

例如，當(dāng)某個正弦波沿著某條40.9-W傳輸線和50-W負(fù)載傳輸時，它的部分能量將會反射回傳輸線上。掌握信號反射發(fā)生的原理有助于我們改進測試系統(tǒng)的配置和測量效果，這對于高頻測試尤其重要。

盡管由于反射導(dǎo)致的功率損耗是所有交流系統(tǒng)普遍存在的現(xiàn)象，但是僅當(dāng)系統(tǒng)中傳輸線的長度大于其傳輸信號波長的1/100時，由功率損耗而導(dǎo)致的測量誤差才值得我們關(guān)注。由于射頻信號具有較短的波長，因此它們相比低頻信號更容易受反射導(dǎo)致的功率損耗的影響。

我們來對比一個1MHz的正弦波和一個1GHz的正弦波在1m長的同軸線纜上的傳輸特性，通過這個例子可以說明線纜長度與信號波長之間的關(guān)系。這兩種信號的波長可以根據(jù)公式（1）計算出來。

其中：λ=信號的波長；f=信號頻率；VF=線纜的速度因子。假設(shè)兩個系統(tǒng)中線纜的速度因子都是0.66，那么可得以下結(jié)果：

對于頻率為1MHz的信號（信號1）：

對于頻率為1GHz的信號（信號2）：

相比信號1的波長，線纜的長度是相對較小的（如圖1所示）。因此，線纜上不同位置的任何電勢差異都是可以忽略的。由于信號1無法以波的形式在線纜上傳輸，因此它不存在由于反射導(dǎo)致的功率損耗問題。但是信號2的波長是線纜長度的1/5，因此任意時刻都有5個周期的信號2在線纜上傳輸。這種波長較短的信號在線纜上傳輸時就會呈現(xiàn)出波的形式，在具有不同特性阻抗的結(jié)點上就會發(fā)生反射。

射頻元件的特性阻抗并不是直流電阻。相反，對于傳輸線上的某個點，特性阻抗可以定義為在不存在任何反射的情況下這一點上一對電流和電壓波的比。實際上，信號的頻率以及傳輸線的單位電阻、電導(dǎo)、電容和電感等就決定了這一電壓與電流的比值。因此，這些因素也就決定了特性阻抗的大小（Zo）。傳輸線（如圖2所示）單位長度的特性阻抗可以表示為公式（2）：

其中：L=單位長度的電感，R=單位長度的電阻，G=單位長度的電導(dǎo)，C=單位長度的電容，ω=2pf，j=（-1）0.5

典型的射頻傳輸系統(tǒng)包括一個產(chǎn)生信號的信號源、傳輸該信號的傳輸線以及解析或廣播該信號的負(fù)載。在如圖3所示的系統(tǒng)例子中，Pin表示源產(chǎn)生信號的功率，Pout表示傳輸線輸出端的信號功率，Preflected表示由于硬件上阻抗不匹配而產(chǎn)生的信號反射所導(dǎo)致的功率損耗。由于存在制造容差和材料缺陷，真實世界中的硬件總是具有一定程度的阻抗不匹配，Preflected的值不可能等于零。因此，在實際系統(tǒng)中，Pout的值總是小于Pin。

由于反射而導(dǎo)致的功率損耗可以用多種方法來衡量。其中一種方法是計算回波損耗（return loss），它是指反射回源端的信號功率與源發(fā)射功率的比值的對數(shù)：

回波損耗的取值范圍從理想匹配系統(tǒng)（所有元件具有相同的特征阻抗值）的無窮大到開路和短路電路的零。VSWR（Voltage Standing-Wave Ratio，電壓駐波比）是另外一種衡量射頻系統(tǒng)阻抗匹配和反射功率大小的指標(biāo)。正如其名所暗示的那樣，VSWR是指入射波和反射波疊加之后形成的駐波上最大幅值與最小幅值二者的比值。VSWR的取值范圍從理想匹配系統(tǒng)的1到開路或短路電路的無窮大。

為了更好的理解VSWR，我們不妨以圖4中的系統(tǒng)為例。假設(shè)源端發(fā)出的功率恒定不變。反射回源端的信號功率的增加將會導(dǎo)致到達負(fù)載端信號功率的相應(yīng)減少。當(dāng)在75-W的同軸電纜上傳輸?shù)男盘柌ㄓ龅?0-W的終端時，由于元件阻抗的不匹配就會導(dǎo)致出現(xiàn)反射現(xiàn)象。在計算這一例子的VSWR之前，我們需要首先計算出反射系數(shù)（Γ）：

反射系數(shù)的計算結(jié)果表明20%的入射波將會反射回傳輸線和負(fù)載之間的不連續(xù)點。然后我們可以利用這個值來計算系統(tǒng)的VSWR：

對于只有幾個不連續(xù)點的簡單電路可以通過這些公式計算出VSWR。但是對于更加復(fù)雜的電路，在計算VSWR時需要利用VNA（Vector Network Analyzer，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀）分析信號的入射、反射和合成波，判斷最大駐波幅值與最小駐波幅值的比。圖5給出了在兩個不同時刻，在分析儀上觀察到的圖4的射頻系統(tǒng)中傳輸信號的入射、反射、傳輸和駐波的波形。在第一個時刻，信號源的輸出波形是一個1Vpp的正弦波，它與反射信號同相。因此，在這個時刻，駐波（1.2Vpp）的幅值是入射波（1Vpp）和反射波（0.2Vpp）電壓的矢量和。這也可能是最大的駐波幅值。在第二個時刻，入射波與反射波的相位彼此相差180度。因此，這時的駐波（0.8Vpp）幅值可能是最小的，它是入射波（1Vpp）和反射波（0.2Vpp）電壓的差。

如果已知駐波的最大幅值和最小幅值，那么圖4中系統(tǒng)的VSWR就可以按照下式計算出來了：

VSWR還可以用于計算信號的回波損耗：

總的傳輸線損耗通常等于導(dǎo)線上的功率損耗（也稱為傳導(dǎo)損耗或電阻損耗）和系統(tǒng)內(nèi)阻抗失配引起反射導(dǎo)致的損耗。在如圖6所示的射頻系統(tǒng)中，50-W的源和負(fù)載通過一條1m、75-W的同軸電纜連接在一起。在這個例子中，總的功率反射是由兩個阻抗不連續(xù)點導(dǎo)致的，第一個點位于源和傳輸線之間，第二個點位于傳輸線和負(fù)載之間。

即使假設(shè)圖6中的傳輸線是無損的，圖7中左邊的圖表示介入損耗也多達0.7dB，這一損耗僅僅是由系統(tǒng)中的阻抗不連續(xù)而造成的。該圖中波峰和波谷之間的距離主要取決于所用線纜的長度。圖7中右邊的圖假設(shè)傳輸線有一定的傳導(dǎo)和電阻損耗。該圖中曲線的斜率表示該線纜的傳導(dǎo)和介電損耗，而曲線的波紋是由于回波損耗隨頻率的變化而造成的（在這個例子中多達0.7dB）。

反射現(xiàn)象不僅出現(xiàn)在不匹配的射頻系統(tǒng)中，而且出現(xiàn)在不匹配的射頻系統(tǒng)元件中。因此，阻抗匹配不僅僅是最終用戶需要考慮的問題，而且也是射頻儀器和器件（例如發(fā)生器、分析儀和開關(guān)）的制造商需要考慮的問題。例如，一個PXI射頻開關(guān)是由多個不同的元件組成的，包括PCB（Printed-Circuit-Board，印制電路板）線路、內(nèi)部線纜和射頻繼電器。其中任何元件之間的阻抗失配都會嚴(yán)重影響開關(guān)的VSWR和回波損耗指標(biāo)。由于各個廠商在射頻開關(guān)模塊的設(shè)計和元器件的選擇上各有不同，因此我們必須檢查最終產(chǎn)品的VSWR和介入損耗這兩項指標(biāo)，以確保可能由開關(guān)引起的信號反射幅值符合要求，并且要分析介入損耗的大小，判斷該射頻開關(guān)模塊是否能夠滿足特定測試系統(tǒng)的需要。

高性能的射頻開關(guān)在選擇元器件和設(shè)計方案時會盡可能地減少阻抗失配，保證盡可能小的介入損耗和反射，以減少高頻下的測量誤差。射頻開關(guān)中實際使用的繼電器的品質(zhì)對整個開關(guān)的性能有很大的影響。制造射頻開關(guān)模塊時最常用的兩種繼電器是PCB裝配的繼電器和同軸開關(guān)。

PCB裝配的繼電器有多種可能的配置，其中有一種是Form C SPDT（single-pole double-throw，單刀雙擲）繼電器。將多個SPDT繼電器安裝在一個PCB上可以構(gòu)成更大規(guī)模的開關(guān)，例如多選開關(guān)（SP4T以及更多的擲數(shù)）或者開關(guān)矩陣。例如，美國國家儀器公司（www.ni.com）提供的PXI-2547型50-W、2.7GHz、8 1多選開關(guān)就是由七個Form C PCB裝配的SPDT繼電器構(gòu)成的。

多個廠商都能夠生產(chǎn)用于構(gòu)建多選開關(guān)的PCB裝配式繼電器，其中某些型號的性能可達幾個GHz。由于在PCB的裝配設(shè)計中，繼電器的引線是焊接在PCB上的，因此開關(guān)模塊的制造商必須采用一種阻抗受控的方式將I/O連接器與繼電器連接在一起。這需要使用具有合適幾何結(jié)構(gòu)及適當(dāng)長度的PCB布線，以及高品質(zhì)的連接器和線纜。采用50-W PCB布線的75-W開關(guān)模塊就是一個設(shè)計糟糕的模塊實例。由于PCB布線和用于構(gòu)成開關(guān)的其他元件之間存在阻抗失配，所以這種產(chǎn)品對于高頻信號會引起嚴(yán)重的功率損耗。因此，制造開關(guān)的設(shè)計專家對于使用PCB裝配器件方式構(gòu)成的開關(guān)模塊的性能有著至關(guān)重要的影響。盡管繼電器的內(nèi)部阻抗無法改變，但是采用適當(dāng)?shù)脑O(shè)計技術(shù)能夠最大限度地減少由于阻抗不連續(xù)而導(dǎo)致的反射問題。NI公司的PXI-2547（如圖8所示）采用了精心的設(shè)計方案，將介入損耗控制在3dB以下（在2.7GHz的帶寬下，介入損耗通常低于1.6dB）。

使用同軸開關(guān)或“罐”式結(jié)構(gòu)的模塊相比基于PCB元件裝配的方式具有更大的性能優(yōu)勢。由于整個射頻傳輸通路都包含在外殼中，由同軸連接器提供與測試信號的接口，因此同軸開關(guān)能夠?qū)崿F(xiàn)較低的介入損耗。但是，這種結(jié)構(gòu)的成本比PCB裝配的繼電器更高，同時占用的系統(tǒng)空間也更大。美國國家儀器公司的PXI-2596型26.5-GHz 雙6 1多選開關(guān)就采用了同軸開關(guān)的結(jié)構(gòu)，它在26.5GHz頻率下的介入損耗低于0.6dB。

如前所述，開關(guān)模塊的設(shè)計在PCB裝配式開關(guān)模塊的設(shè)計中尤為重要，這是因為：與同軸開關(guān)不同，這種模塊中與繼電器的接口是通過分開的線纜和PCB布線實現(xiàn)的。連接器通常會導(dǎo)致信號反射，因此在選擇連接器時必須十分慎重。對于大多數(shù)PCB裝配式設(shè)計，某個模塊需要工作的最高頻率決定了所使用的連接器類型。SMA連接器具有尺寸小、性能高的特點，常用于大多數(shù)50-W的應(yīng)用。它們具有50-W的特性阻抗，不適合用于75-W的開關(guān)模塊中。

在設(shè)計PCB裝配式開關(guān)模塊時，也必須考慮PCB布線的影響。PCB布線的阻抗必須與繼電器和連接器的阻抗相匹配，它的大小取決于銅線的幾何結(jié)構(gòu)以及所使用的介質(zhì)材料。開關(guān)模塊PCB設(shè)計中最常用的傳輸線類型包括微帶、帶狀線和CPW（Coplanar Waveguide，共面波導(dǎo)）。每種類型都有其優(yōu)勢和弱點。例如，帶狀線比微帶線具有更好的隔離度。但是，由于帶狀線需要在信號布線層的上面和下面都設(shè)置接地面，因此它需要采用通孔（很難實現(xiàn)阻抗匹配）來實現(xiàn)較好的電氣連接性能。CPW在不同的布線寬度下能夠保持特性阻抗不變，但是它與接地面的間隙寬帶必須做相應(yīng)地變化。

上述各個因素對于射頻開關(guān)系統(tǒng)的設(shè)計是非常重要的。選擇高品質(zhì)的射頻產(chǎn)品對于實現(xiàn)高性能的射頻測試系統(tǒng)是必不可少的。但是它們不能彌補糟糕的系統(tǒng)設(shè)計所帶來的問題。如果在一個75-W的測試系統(tǒng)中傳輸信號，即使采用最好最昂貴的50-W射頻開關(guān)也會導(dǎo)致嚴(yán)重的反射問題。因此，實現(xiàn)高性能的射頻測量系統(tǒng)應(yīng)該選用阻抗匹配的元件。

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