和一個(gè)產(chǎn)品的任何其他方面一樣，產(chǎn)品說明書也可以得到不斷的改進(jìn)，廠商正努力地詳細(xì)闡明產(chǎn)品說明書1。然而，市場上已經(jīng)遺留了許多產(chǎn)品/產(chǎn)品說明書版本，對新版本或者更早的版本來說，不同標(biāo)準(zhǔn)的采用也取決于不同的因素。即使有一些特定的標(biāo)準(zhǔn)已經(jīng)公開發(fā)表（如參考書目 2 所提到的），標(biāo)準(zhǔn)的統(tǒng)一仍然是遙遙無期。

本文的目的就在于突出不同廠商或同一廠商在為不同的高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 撰寫產(chǎn)品說明書時(shí)所采用的標(biāo)準(zhǔn)之間的差異。表 1 是選擇正確器件時(shí)可以使用的速查表。

表 1 選擇高速 ADC 的速查表

dB、dBc 與 dBFS 的比較

評估高速 ADC 產(chǎn)品說明書所示性能的一個(gè)主要標(biāo)準(zhǔn)是動(dòng)態(tài)特性或諸如 SNR, SINAD、THD 以及 SFDR 的交流可調(diào)規(guī)范。例如，假設(shè) SINAD（也稱為 SNDR 或 SNRD）為信噪比，即信號功率與其他頻段功率（失真與噪聲）總和的比值。通常，把這個(gè)比值轉(zhuǎn)換成對數(shù)值并以 dB 表示。

產(chǎn)品說明書間最大的差異在于單位的選擇，特別應(yīng)用于選擇信號功率的標(biāo)準(zhǔn)。撇開導(dǎo)致這種差異的細(xì)節(jié)，我們來看一下信號功率完全可以用于測量的信號功率3，或者可以是類似滿量程的信號的外推功率。為了避免混淆，TI 將第一種情況下的單位記作 dBc（dB 與載波的比），將第二種情況記作 dB（用于較早的產(chǎn)品說明書）或 dBFS（dB 與滿量程的比，用于最新的產(chǎn)品說明書）。雖然兩者之間沒有主次之分，并且下文將說明它們之間可以彼此推導(dǎo)，但是當(dāng)廠商只以“dB”為單位進(jìn)行說明的時(shí)候還是會(huì)產(chǎn)生混淆。在 TI 的兩家競爭對手撰寫的產(chǎn)品說明書中，“dB”等于 dBc，而在第三家競爭對手撰寫的產(chǎn)品說明書中，“dB”等于 dBFS。

什么因素會(huì)影響最終的比較結(jié)果呢？假設(shè)以－1 dBFS 的輸入振幅測量來自不同廠商的兩個(gè)轉(zhuǎn)換器。這就意味著在測試期間，輸入值是在滿量程以下 1dB 的正弦曲線，換句話說，振幅 (A) 約為 ADC 滿動(dòng)態(tài)量程的 90%。再假設(shè)兩個(gè)轉(zhuǎn)換器性能相同，因此具有相同的噪聲與失真功率。在第一種情況下（“dB”等于dBc），廠商用輸入功率 (A) 除以噪聲加失真功率 (N＋D) 來計(jì)算信噪比SINAD1。在第二種情況下（“dB”等于 dBFS），廠商推導(dǎo)信號功率至滿量程，在這種情況下導(dǎo)致最終的數(shù)值增加了 1dB（當(dāng)輸入為 －1dBFS 時(shí)）。因此，SINAD2 = SINAD1 + 1。第一家廠商的器件看起來似乎差了 1dB，但實(shí)際上與第二家廠商的器件是相同的。dBc 的值可以從 dBFS 值求得，只要加上輸入振幅（以 dBFS 為單位）：以 dBc 為單位的規(guī)范＝以 dBFS 為單位的規(guī)范＋以 dBFS 為單位的AIN。

當(dāng)我們比較以 dBc 規(guī)范表示的兩個(gè)轉(zhuǎn)換器時(shí)，另一點(diǎn)值得注意的是輸入振幅也會(huì)因器件的不同而不同。很顯然，隨著輸入振幅的減小，信號值（在 dBc 規(guī)范中）也極可能變得很小（因?yàn)樾盘柟β蕼p小時(shí)一些噪聲底限的組成卻保持不變）。因此，為了使之比較有意義，兩個(gè)輸入振幅必須相等。只要將兩個(gè)輸入振幅的差異添加到由較小的輸入振幅獲得規(guī)范，就可以做出很好的推斷。

顯然由于大多數(shù)轉(zhuǎn)換器的規(guī)定信號都接近于滿量程，最后信號水平的差異（取決于所使用的單位）通常不會(huì)大于 2 dB。但是信號水平的差異不僅可以代表某些應(yīng)用相當(dāng)大的差異，而且還會(huì)影響最終產(chǎn)品設(shè)計(jì)的增益甚至影響整個(gè)設(shè)計(jì)。

最終的問題是如何分辨 ADC 產(chǎn)品說明書中的 dB 是 dBc 規(guī)范還是 dBFS 規(guī)范。一個(gè)最簡單的方法是直接詢問廠商；如果行不通，設(shè)計(jì)人員可以查看產(chǎn)品說明書的典型性能的曲線圖部分。廠商通常都會(huì)針對 dBc 和 dBFS 規(guī)范給出不同的曲線圖，可以根據(jù)曲線圖的數(shù)值與產(chǎn)品說明書中規(guī)定的數(shù)值進(jìn)行比較。

功耗規(guī)范

功耗是產(chǎn)品說明書的另一個(gè)常見的差異點(diǎn)。TI 習(xí)慣上在產(chǎn)品說明書的首頁列出典型工作狀態(tài)下轉(zhuǎn)換器的總功耗。這些狀態(tài)包括在最高采樣速率下的輸入差與低頻或直流的比較，以及在數(shù)字側(cè)每一引腳上施加 10-pF 的負(fù)載。當(dāng)然，TI 也開始分離內(nèi)核功耗（模擬，AVDD）與數(shù)字供電損耗（輸出 DVDD）。這主要是因?yàn)槠渌麖S商幾乎都只標(biāo)注了模擬功耗而不包括接口功耗。一些廠商在產(chǎn)品說明書里列出了接口功耗，但是用戶必須注意一些測量條件，例如輸入頻率，每個(gè)引腳的輸出負(fù)載以及輸出電壓，這些都會(huì)顯著的影響測量值。

此外，還必須特別注意 ADC 可能有的特有模式。并不只是 TI 的產(chǎn)品說明書存在這種情況，一些廠商的轉(zhuǎn)換器在模式 A 下進(jìn)行功耗測量并在產(chǎn)品說明書中列出，但是其他動(dòng)態(tài)規(guī)范卻在模式 B 下給出。再例如，對于那些可承受較寬數(shù)字電源電壓的轉(zhuǎn)換器而言，產(chǎn)品說明書在最高 DVDD 電壓下給出時(shí)序規(guī)范，但卻在最低 DVDD 電壓下給出功耗值。

最后，還必須注意轉(zhuǎn)換器對功率的貢獻(xiàn)。一些轉(zhuǎn)換器可能以丟失內(nèi)部信息為代價(jià)來節(jié)省功率損耗，例如接受差動(dòng)時(shí)鐘（為了實(shí)現(xiàn)更低的噪聲/抖動(dòng)）所需要的參考電壓或時(shí)鐘放大器、諸如 PECL 或 LVDS 的小擺幅時(shí)鐘電平，或者截平濾波時(shí)鐘（正弦曲線）。這個(gè)問題將在下文進(jìn)一步闡述。

時(shí)鐘信號

為了獲得最佳的 ADC 性能4，時(shí)鐘信號是最令人擔(dān)心的問題。雖然所有的 ADC 都有一個(gè)時(shí)鐘輸入端，但其中一些要比另一些更容易使用。最關(guān)鍵的問題是時(shí)鐘抖動(dòng)、占空比以及必須的時(shí)鐘電平，當(dāng)用高輸入頻率進(jìn)行采樣時(shí)，能夠大體上獲得較好的性能參數(shù)。

為了實(shí)現(xiàn)低抖動(dòng)，用戶通常使用帶通濾波器過濾時(shí)鐘信號來達(dá)到該目的。這還將產(chǎn)生 50% 的占空比，接近于許多 ADC 的最佳條件。不過，由于該濾波器的插入損耗時(shí)鐘信號振幅將受到影響，且時(shí)鐘信號將變成正弦曲線而不是方波。為了接收高質(zhì)量的時(shí)鐘信號，TI 和其他一些廠商在 ADC 的輸入端添加了時(shí)鐘放大器。它的作用是將正弦曲線修正成方波并為內(nèi)部電路的時(shí)鐘循環(huán)提供所需的增益。此外，時(shí)鐘放大器還提供了差動(dòng)接口，能夠減小時(shí)鐘信號線路中噪聲耦合的影響，從而減小抖動(dòng)。當(dāng)然，這是以增加 ADC 的功耗為代價(jià)的。

然而，一些 ADC 可能還需要 CMOS 電平的方波時(shí)鐘信號。這類 ADC 的輸入必須是單端口的，而且能夠抑制外部噪聲源與時(shí)鐘路徑耦合。大部分此類 ADC 是為了對低輸入頻率（50 MHz 以下）進(jìn)行采樣并且能夠獲得很好的性能。醫(yī)學(xué)超聲波就是此類 ADC 的一種典型應(yīng)用。不過，用戶在更高的輸入頻率（例如通訊應(yīng)用中）下為了獲得高信噪比（大于 60s），就需要提供外部元件來使時(shí)鐘信號變成方波，并有效地增大功率與電路板面積。即使有了這些外部元件，用戶仍然必須考慮單端接口，而且最終的設(shè)計(jì)很可能不能獲得 ADC 采用內(nèi)部時(shí)鐘放大器時(shí)所能達(dá)到的最優(yōu)性能。

為了提供一致的產(chǎn)品說明書，TI 在相同時(shí)鐘條件下的產(chǎn)品說明書中使用了相同的圖表與性能參數(shù)。對于具有差動(dòng)輸入時(shí)鐘信號的器件而言，通常采用正弦曲線，雖然它并不是 ADC 的最佳條件（由于時(shí)鐘邊緣壓擺率的限制）。為了涵蓋轉(zhuǎn)換器所有可能的應(yīng)用情況，TI 開始在產(chǎn)品說明書中引入了 3D 等高線圖表（請參見圖 1），這就允許用戶可以得到在給定輸入與采樣頻率下的典型性能。我們知道，輸入時(shí)鐘信號的所有條件在試驗(yàn)時(shí)都是保持不變的，除非改變采樣頻率。這意味著如果使用正弦波時(shí)鐘信號，減小采樣頻率將會(huì)使時(shí)鐘邊緣變慢，從而加劇實(shí)際的抖動(dòng)。這是每個(gè) ADC 普遍存在的現(xiàn)象，4但是 TI 設(shè)計(jì)的 ADC 能夠盡可能地將抖動(dòng)最小化。雖然這是最壞的情況，而且減小抖動(dòng)的技術(shù)有很多種，但是在實(shí)驗(yàn)中改變時(shí)鐘條件是不公平的；同樣的，如果保持時(shí)鐘條件不變，那么信噪比 SNR 將隨著抖動(dòng)的增加而降低。用戶必須要知道，如果沒有時(shí)鐘放大器，性能的降低可能更多。此外，用戶還必須要清楚如果能夠提供一個(gè)抖動(dòng)很小的方波時(shí)鐘信號，那么 ADC 的性能就會(huì)有很大的提高。

圖 1 SNR 與輸入和采樣頻率5的曲線關(guān)系

輸出時(shí)序

為了捕捉傳輸?shù)?FPGA、ASIC、DDC 或其他跟隨 ADC 的邏輯器件的輸出數(shù)據(jù)，用戶必須要知道輸出數(shù)據(jù)的窗口是穩(wěn)定的。不過，重點(diǎn)是大多數(shù)廠商均致力于提供一致且完善的產(chǎn)品說明書限制。這是因?yàn)橛糜谏a(chǎn)的最終測試結(jié)果受一些因素的影響，例如自動(dòng)測試設(shè)備的精度、不能直接訪問輸出端（數(shù)據(jù)正在緩沖中）、很難像產(chǎn)品說明書一樣設(shè)置相同的條件（例如數(shù)字負(fù)載）等等。為了克服這些局限性，TI 通過設(shè)計(jì)與特征化（即用統(tǒng)計(jì)方法來設(shè)置這些參數(shù)），當(dāng)生產(chǎn)中不對設(shè)備進(jìn)行測試時(shí)，這能促使我們設(shè)置更寬的防護(hù)頻帶。而如果將相同的限制條件用于其他廠商的話，經(jīng)常會(huì)導(dǎo)致不完善或不精確的產(chǎn)品說明書。

設(shè)計(jì)人員應(yīng)對沒有任何質(zhì)保書的器件、有質(zhì)保書但是條件不切實(shí)際的器件（例如 0-pF 負(fù)載）、沒有明確用于捕獲數(shù)據(jù)所需的參數(shù)的器件（例如，給出了建立時(shí)間但沒有給出保持時(shí)間）、沒有說明規(guī)范所使用的 VOH 和 VOL電平的器件（例如，給出從 50% 到 50% 的信息，但是要推導(dǎo)出 VIH/VIL 邏輯電平卻很麻煩)、或者沒有說明對整個(gè)工作溫度范圍內(nèi)詳細(xì)參數(shù)的器件進(jìn)行明確的詢問。

此外，為了改進(jìn)數(shù)據(jù)捕獲窗口，TI 與其他廠商均提供了一款輸出時(shí)鐘，與輸入時(shí)鐘相比該時(shí)鐘能夠更好地跟蹤輸出數(shù)據(jù)。使用輸出時(shí)鐘可以減小應(yīng)用中的時(shí)序局限。

最后，請注意，建立與保持時(shí)間的定義和門電路建立與保持時(shí)間的對應(yīng)部分相同。在門電路中，建立時(shí)間表示數(shù)據(jù)在門電路輸入端準(zhǔn)備好的時(shí)間比時(shí)鐘邊緣閉鎖它的時(shí)間提前了多少。時(shí)間提前得越多，使用該閉鎖門電路就越困難。在 ADC 中，建立時(shí)間表示數(shù)據(jù)穩(wěn)定時(shí)間比輸入或輸出 ADC 時(shí)鐘邊緣提前了多少。建立時(shí)間越長，捕獲數(shù)據(jù)就越容易。這些規(guī)則在保持時(shí)間上也同樣適用。

過程增益

與 SNR 的兩個(gè)參數(shù)相比較，用戶必須考慮到 ADC 的采樣速率。信噪比可通過對收斂于奈奎斯特曲線的總體噪聲底限進(jìn)行積分得到。當(dāng)然，用戶的信號只會(huì)占據(jù)一些帶寬；只有在這個(gè)帶寬上的噪聲才會(huì)影響到信號，而其他噪聲可由數(shù)字濾波器濾除。對于相同的 SNR 而言，采樣速率高的 ADC 噪聲底限比較低。例如，一個(gè) 200kHz 帶寬，信噪比為 90-dBFS 的 ?∑ 型 ADC 的性能在理論上比產(chǎn)品說明書中規(guī)定的信噪比為 75-dBFS、100 MSPS 的 14 位 ADC—— ADS5424 要好。當(dāng)然，如果在使用 ADS5424 對 200-kHz 帶寬進(jìn)行采樣之后（明顯超過 100 MSPS 的采樣率），我們采用數(shù)字濾波來濾除帶寬外的噪聲（從 200 kHz 直到 50 MHz），ADS5424 的等效信噪比在這一帶寬上為：

SNR200 kHz = 75 + 10×log10(50×106/200×103) = 99 dBFS >> 90 dBFS。

ADS5424 的信噪比將明顯優(yōu)于 ?∑ 型 ADC（為了示例，假設(shè)噪聲在奈奎斯特曲線上均勻分布，也就是說沒有明顯的閃爍噪聲影響）。前述方程式的第二項(xiàng)稱為過程增益。隨著過采樣比的增加，用戶在相同信噪比每增加采樣率一倍，噪聲底限就會(huì)降低 3 dB。換言之，相關(guān)頻帶上的等效精度將增加 0.5 比特。

數(shù)據(jù)適用的條件與最小值

如果沒有明確的條件，那么規(guī)范將是沒有意義的。在廣告業(yè)、市場營銷材料以及選擇參數(shù)表中這一點(diǎn)尤其重要，條件能夠簡化產(chǎn)品說明書顯示的信息，但在某些情況下，并沒有提到測量條件。

同時(shí)，典型值通常代表了分布的平均值。不過，用戶應(yīng)注意看一下最小值，特別是當(dāng)器件在某一特定范圍內(nèi)工作（例如多變的溫度環(huán)境）時(shí)。在典型與最小參數(shù)之間的大范圍變化會(huì)出現(xiàn)一些問題。變化是否由最終測試結(jié)果的局限性引起？如果是，則該器件可能適用，但是這樣做的風(fēng)險(xiǎn)是只能保證最小值。最差的情況是器件本身所導(dǎo)致的局限性，工藝的變化（不同器件之間）可以導(dǎo)致設(shè)計(jì)的不耐用性。為了使器件具有較好的穩(wěn)健性并屏蔽此類問題的一個(gè)不錯(cuò)的做法是查看產(chǎn)品說明書中的典型性能變化與電源電壓或溫度的關(guān)系曲線圖，如圖 2 中的示例所示。

圖 2 ADS5424 SFDR 與模擬電源和溫度范圍的關(guān)系曲線6

與功率參數(shù)一樣，在相同的產(chǎn)品說明書中查找不同的參數(shù)（例如 SNR 和 SFDR）時(shí)，必須確保它們是在相同條件下給出的參數(shù)。例如，某些器件的 SFDR 模式以犧牲 SNR 為代價(jià)來改善 SFDR；或者它們有不同的輸入范圍，這會(huì)影響到 SFDR（在較小輸入范圍內(nèi)較好）和 SNR（在較大輸入范圍內(nèi)較好）。

最后，需注意的是，大多數(shù)規(guī)范在是在接近滿量程范圍內(nèi)給出的。然而，SFDR（在 dBFS 規(guī)范中）在輸入振幅減小時(shí)可能變好也可能變得更糟糕。廠商在最終測試中不能屏蔽很多條件，因?yàn)槟菢訒?huì)增加測試時(shí)間和測試成本；但他們通常會(huì)給出說明各種條件影響的典型圖表。

輸入帶寬

通常，輸入帶寬代表了 ADC 響應(yīng)平坦度與輸入頻率的關(guān)系。其并沒有表明該器件在這些輸入頻率下能夠保持應(yīng)有的性能。用戶必須從圖表中核實(shí)相關(guān)性能；如果圖表中沒有，用戶必須從廠商那里尋求支持或者對器件本身進(jìn)行評估。

結(jié)論

本文詳細(xì)說明了廠商用于編寫高速 ADC 產(chǎn)品說明書的規(guī)范之間的主要差異，提早考慮這些差異有助于設(shè)計(jì)人員避免在設(shè)計(jì)過程中出現(xiàn)突發(fā)問題。