5G的引入將為更多用戶帶來比以前更高的移動數(shù)據(jù)速率。然而，實現(xiàn)更高的帶寬，以實現(xiàn)這一目標(biāo)是一大難題，需要該行業(yè)應(yīng)對許多技術(shù)挑戰(zhàn)。

運營商需要轉(zhuǎn)移到2.7 GHz以上的載波頻率才能訪問更多頻譜，因此，多輸入多輸出（MIMO）天線陣列將用于5G網(wǎng)絡(luò)，為密集城區(qū)的多個用戶提供高數(shù)據(jù)速率。5G承諾的數(shù)據(jù)速率還需要大的瞬時信號帶寬（超過200 MHz），并使用更復(fù)雜的調(diào)制方案。

這些挑戰(zhàn)將推動對可用于64或128路MIMO天線的小型、低功耗、經(jīng)濟(jì)、高效的功率放大器（PA）的需求。5G中使用的調(diào)制方案的復(fù)雜性增加也將要求PA保持高效，即使在超過8dB的深輸出功率回退（OBO）條件下也是如此。

這些要求對當(dāng)今橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體（LDMOS）PA技術(shù)的能力提出了挑戰(zhàn)。作為回應(yīng)，業(yè)界一直在探索氮化鎵（GaN）技術(shù)以填補性能差距，然而，它在應(yīng)用當(dāng)中的拓展受限于半導(dǎo)體材料的成本和昂貴的陶瓷封裝的使用。

本文作者一直探究解決這些問題的方法，而通過構(gòu)建超緊湊的3.5GHz GaN Doherty功率放大器就是一條有效途徑，可以將其集成到經(jīng)濟(jì)高效的QFN塑料封裝中。我們使用了兩級GaN核心PA單片微波集成電路（MMIC），而集成無源器件（IPD）也可以在同一封裝中實現(xiàn)，極大地節(jié)省了尺寸。

下面，我們將分析兩種新的高度集成的Doherty PA設(shè)計，特別是封裝材料和工藝技術(shù)，這些設(shè)計可能對5G應(yīng)用產(chǎn)生重大影響。

技術(shù)平臺

這里所采用的功率放大器是28V GaN MMIC，采用0.25μm柵極長度的GaN-on-silicon-carbide（GaN-on-SiC）技術(shù)制造。我們選擇28 V砷化鎵（GaAs）工藝來構(gòu)建IPD，主要是因為其厚厚的低損耗金屬層堆棧使我們能夠在3.5 GHz使用質(zhì)量因數(shù)（Qs）為40的高性能電感器。

這兩種die采用7×7 mm QFN塑料包覆成型封裝。為了提高耐熱性，使用厚銅引線框架，標(biāo)準(zhǔn)金鍵合線用于互連。

我們使用兩種不同的高增益，兩級GaN PA MMIC，每種MMIC代表兩種不同Doherty PA架構(gòu)的核心（圖1）。第一種方法使用20 W峰值功率不對稱MMIC，其最終級晶體管的載流子與峰值尺寸比為1：2 （圖2）。第二個MMIC設(shè)計用于具有26 W峰值輸出功率的對稱PA。兩者都在最后階段使用二次諧波輸入短路以最大化效率。輸出諧波由并行電路類E類匹配拓?fù)浣K止，該拓?fù)溆米骷蒁oherty組合器的基礎(chǔ)。

圖1：封裝集成的Doherty功率放大器基于兩級GaN MMIC。非對稱版本在印刷電路板上具有輸入功率分配器和相位偏移，而這些功能在對稱設(shè)計中集成在QFN封裝中。

圖2：這里顯示的是一塊印刷電路板，其中包含一個7×7 mm QFN封裝的非對稱GaN Doherty功率放大器，輸入分路器位于左中心，輸出匹配位于中間右側(cè)。

這樣就可以創(chuàng)建一個倒置Doherty電路，通過使用比傳統(tǒng)Doherty網(wǎng)絡(luò)設(shè)計更復(fù)雜的匹配網(wǎng)絡(luò)來最小化載波PA路徑中的損耗。該方法集成了輸入功率分配器，具有相位偏移，輸出匹配至50Ω，以及印刷電路板（PCB）上所有必要的相位偏移。

測量非對稱GaN MMIC Doherty PA

下面，在+35 dBm的輸出功率水平下進(jìn)行測量（除功率掃描外），相當(dāng)于與相關(guān)的OBO平均功率約為8 dB。大信號S參數(shù)在頻率范圍為3.4~3.6 GHz的PA帶寬內(nèi)顯示26 dB的平坦增益和優(yōu)于10 dB的輸入回波損耗（圖3中的;紅色曲線）。

圖3：圖中分別顯示了在+35 dBm和+30 dBm輸出功率下測得的非對稱（紅色）和對稱（藍(lán)色）Doherty PA板的增益和輸入回波損耗。

大信號測量表明，PA在3.4~3.6 GHz的3 dB增益壓縮（P3dB）下提供18~21 W的輸出功率（圖4）。最高line-up功率附加效率（PAE）高于49％，在高OBO值為8.5~9 dB時，其范圍為40％~44％。對于增加的輸出功率而言，增益是平坦的，在設(shè)置峰值放大器之前，主放大器路徑中的壓縮量大約為1 dB。

圖4：執(zhí)行非對稱Doherty PA板的CW功率掃描測量。顯示的是3.4,3.5和3.6 GHz的AM / AM和PAE。

完整的PA使用單載波20MHz LTE信號進(jìn)行表征，峰均比為7.2 dB，平均輸出功率為+35 dBm，頻率范圍為3.4~3.6 GHz。放大器顯示出平坦的頻率響應(yīng)，增益從26.2到26.6 dB不等。PAE的范圍為41.5％~43.1％。

非對稱Doherty PA實現(xiàn)-24 dBc的原始鄰信道功率比（ACPR）。我們使用與大規(guī)模MIMO應(yīng)用相關(guān)的數(shù)字預(yù)失真（DPD）方案的結(jié)果表明，ACPR優(yōu)于-50 dBc，LTE信號帶寬高達(dá)40 MHz。

測量完全集成的對稱Doherty PA

我們使用對稱GaN PA MMIC構(gòu)建了完全集成的Doherty PA。GaN MMIC與GaAs IPD集成，其中包含輸入功率分配器，輸入相位偏移和輸出Doherty組合器，匹配50Ω。所有產(chǎn)品都集成在一個QFN封裝中，使得簡化的PA演示板只需要添加去耦電容和輸出隔直電容（圖5）。

圖5：顯示的是包含對稱GaN MMIC Doherty PA的電路板，它集成了輸入分配器，輸入相位偏移和輸出Doherty組合器，具有諧波終端和50Ω匹配。

該電路實現(xiàn)了比非對稱版本更高的RF帶寬，小信號增益約為30 dB（參見圖3）。在連續(xù)波（CW）條件下，PA板產(chǎn)生的P3dB為+44.3 dBm，最大PAE為52％，在6 dB OBO時PAE為44％。對稱放大器板使用平均輸出功率為+36.3 dBm的20 MHz LTE信號，增益為28.7 dB，PAE為40％，原始ACPR為-25 dBc。

性能對比

圖6比較了兩個Doherty PA板的性能。輸出功率歸一化為峰值功率。

圖6：該圖說明了對最大輸出功率（P3dB）歸一化的完全不對稱（紅色）和對稱（藍(lán)色）Doherty PA板的增益（虛線）和PAE（連續(xù)）的比較。

與非對稱版本相比，對稱Doherty由于輸入分配器中的較低損耗和相等的功率分配比而實現(xiàn)了2~3 dB的增益。我們還看到，由于驅(qū)動晶體管功耗的影響較小，對稱PA的PAE比非對稱方法（低至6 dB OBO）高1~3個百分點。

測量結(jié)果還表明，8 dB OBO下非對稱PA的PAE比對稱方法高8~10個百分點。然而，這是以降低線性度為代價的。

對于對稱PA，AM / AM壓縮更平滑，AM / PM曲線單調(diào)增加到小于10度。（圖7）。對于非對稱PA，兩種形狀都遵循更復(fù)雜的功能。這意味著非對稱設(shè)計需要更復(fù)雜的DPD算法進(jìn)行線性化處理。

圖7：該圖顯示了歸一化到最大輸出功率（P3dB）的完全不對稱（紅色）和對稱（藍(lán)色）Doherty PA板的AM / PM（虛線）和AM / AM（連續(xù)）的比較。

結(jié)論

我們使用采用低成本工業(yè)塑料QFN封裝的MMIC PA構(gòu)建了兩個版本的Doherty PA板。在電磁（EM）仿真期間考慮了封裝的寄生效應(yīng)，以最大限度地減少其對總損耗的貢獻(xiàn)。這使我們能夠構(gòu)建一個非常小的電路板來承載PA和相關(guān)組件，這是為5G網(wǎng)絡(luò)構(gòu)建大規(guī)模MIMO天線陣列的重要一步。