設計了肖特基二極管的結構和尺寸，采用點支撐空氣橋結構降低器件在高頻下的損耗，根據二極管測試結果和實際結構，分別建立了肖特基結的非線性模型和三維電磁場模型。依據此模型，采用平衡式電路設計，將二極管放置在波導內，利用模式正交性很好地實現(xiàn)輸入與輸出信號的隔離，簡化了電路結構，降低了損耗，成功設計并制作出300 GHz二倍頻器，在312～319 GHz的倍頻效率大于5%，最大倍頻效率為10.1%@316 GHz，在307 GHz～318 GHz的輸出功率大于4 mW，最大輸出功率為8.7 mW@316 GHz。采用較高摻雜濃度材料二極管的倍頻器最大效率為13.7%，最大輸出功率為11.8 mW。該倍頻器的輸出功率與已報道水平相當，驗證了國產肖特基二極管的設計、工藝以及高頻工作等方面的能力。

0 引言

太赫茲波的頻率范圍為0.3 THz～3 THz，與微波毫米波相比，太赫茲波的頻率高、波長小，具有分辨率高、帶寬寬和安全性高等優(yōu)點，在射電天文、醫(yī)學、通信、安全和國防等領域具有廣闊的應用前景［1-5］。由于缺少太赫茲頻段功率源，太赫茲電子系統(tǒng)的發(fā)展非常緩慢。在毫米波頻段，功率源一般通過放大器實現(xiàn)，而在太赫茲頻段放大器多采用InP基的放大器，其功率較小，無法滿足應用要求。基于肖特基二極管實現(xiàn)的固態(tài)高效倍頻技術是目前獲取高功率太赫茲頻段信號的一種重要途徑。

國外的肖特基二極管及相應的倍頻技術已經發(fā)展了幾十年，技術成熟，并已經商業(yè)化。目前，混頻肖特基二極管的工作頻率達到3.2 THz［6］，倍頻肖特基二極管工作頻率達2.7 THz［7］，幾乎覆蓋了整個太赫茲頻段。由于國內平面肖特基二極管技術發(fā)展較晚，倍頻器的設計多采用國外的商用二極管，不利于太赫茲電子系統(tǒng)的國產化。本課題組于2013年研制出截止頻率達3.9 THz的平面GaAs肖特基二極管，為太赫茲倍頻器的國產化奠定了器件基礎［8］。

本文采用國產的平面GaAs肖特基二極管設計出300 GHz二倍頻器。肖特基二極管為反向串聯(lián)的4管芯結構，陽極指為點支撐空氣橋結構，降低器件寄生電容，提高器件性能。采用場路結合的方式建立了肖特基二極管的模型，提高了模型精度。電路結構上采用平衡式設計，抑制奇次諧波，輸出偶次諧波，二極管放置在減高波導內，利用模式的正交性，實現(xiàn)基波與二次諧波的隔離，在簡化電路的同時又降低了損耗。

1 肖特基二極管建模

1.1 二極管的選擇與制備

根據300 GHz倍頻電路和腔體尺寸，選擇肖特基二極管的長寬分別為340 μm×60 μm，肖特基結直徑為3 μm，陽極結數為4，合理設計二極管的pad大小、陽極指的長度等結構參數，以便易于倍頻電路的匹配。為降低器件的寄生電容，陽極指在工藝上采用點支撐空氣橋結構，降低器件在高頻下的損耗。圖1所示為砷化鎵肖特基二極管的剖面結構示意圖。

陽極接觸制作在低摻雜的n型砷化鎵外延層，然后通過外延層刻蝕露出高摻雜的砷化鎵層，在該層制作歐姆接觸，歐姆接觸距肖特基結幾微米。采用窄的金屬即陽極指連接肖特基結和較大陽極接觸金屬，形成電流通路。去除陽極指下面的砷化鎵材料，實現(xiàn)陽極和陰極的隔離。最后采用二氧化硅或氮化硅材料對器件表面進行鈍化。圖2所示為制備完成后的反向串聯(lián)肖特基二極管SEM照片。

1.2 二極管的電流電壓特性

在正向偏置條件下，金屬-砷化鎵界面的電子輸運機制包括熱電子發(fā)射、空間電荷區(qū)的復合以及中性區(qū)的復合。在反向偏置條件下，電子輸運機制為量子隧穿效應。對于良好的金半接觸，熱電子發(fā)射為主要的輸運機制。這樣，肖特基二極管的電流電壓（I-V）關系可用下式表示［9］：

其中，Id為二極管總電流，Is為反向飽和電流，Vj為結電壓，q為電子電荷，n為理想因子，A為結面積，A**為有效理查德森常數，T為絕對溫度，φb為勢壘高度，kB為波爾茲曼常數。

圖3為測試得到的肖特基二極管電流電壓特性，由此可提取出肖特基二極管結的一些非線性參數。

1.3 二極管的三維電磁場模型

模型是電路設計的基礎，其精度關系到倍頻模塊設計的準確度，也是能否充分發(fā)揮二極管性能的關鍵。平面肖特基二極管建模的方法有多種，包括基于測量的行為特性或線性理論的等效電路模型法、閉合經驗公式法和二極管三維電磁模型分析法等［10］，其中二極管三維電磁模型分析法是目前較為常用、精度較高的一種方法。該建模方法的思路是根據肖特基二極管的器件實際結構建立二極管無源部分的三維模型，用來描述肖特基二極管在高頻下的寄生參量，同時器件的有源肖特基結部分采用非線性集總元件模型，以描述器件的直流以及大信號等非線性特性。

肖特基二極管無源部分是通過電磁仿真軟件建立三維結構參數模型，根據二極管器件的半導體材料層次分布和與器件工藝相關的三維物理結構尺寸，建立肖特基二極管三維仿真模型，如圖4所示。模型從上到下的層次結構參數如表1所示。

根據式（1）和式（2）對測試得到的肖特基二極管的電流電壓特性進行數值分析和擬合，可得到器件的相關電學模型參數，如表2所示。

2 電路設計

300 GHz倍頻電路的設計是基于平衡式的拓撲結構，如圖5所示，該結構可以抑制奇次諧波，輸出偶次諧波，簡化了電路結構。為增加輸出功率，倍頻器采用反向串聯(lián)的4管芯平面肖特基二極管結構。兩個二極管芯片反向串聯(lián)安裝在位于波導結構中的電路上。輸入矩形波導中的信號（TE10模）饋入到二極管陣列中，相應產生二次諧波（TEM模）。利用模式的正交性，可以有效實現(xiàn)輸入與輸出之間的隔離而不需要外加濾波器，在簡化電路的同時又降低了損耗。另外輸入波導采用減高波導的形式，這樣可以截止輸入信號的TM11模式，使得信號能更好地耦合進二極管中。直流偏置電路采用低通濾波器實現(xiàn)，以阻止二次諧波的泄漏。

電路仿真采用非線性電路諧波仿真和三維電磁場仿真相結合的方法。倍頻器三維結構仿真模型如圖6所示，輸入端采用WR6波導，輸出端采用WR2.8波導。輸入端增加一級減高波導，通過調整減高波導的長度和二極管的位置來進行輸入阻抗的匹配，輸出阻抗采用懸置微帶線進行匹配。電路偏置通過低通濾波器來實現(xiàn)，以防止產生的二次倍頻信號從直流偏置端口泄漏。電路采用懸置微帶形式，電路基板為50 μm厚的石英材料，其介電常數較?。?.78），可以降低電路的傳輸損耗。

仿真時輸入基波功率采用100 mW左右，以提高電路效率為仿真優(yōu)化目標，倍頻電路效率仿真結果如圖7所示。倍頻模塊在306 GHz～322 GHz的仿真倍頻效率大于5%，其中314 GHz～319 GHz的倍頻效率大于10%。

3 測試與結果分析

圖8所示為輸出功率測試系統(tǒng)框圖，射頻信號由信號源產生，經6倍頻器和功率放大器輸出大功率E波段信號，進入150 GHz二倍頻器產生基波信號，基波信號經過二次倍頻產生300 GHz的射頻信號，通過功率計測量其功率值。

300 GHz倍頻器照片和輸出功率的測試結果如圖9所示。倍頻器在312～319 GHz的倍頻效率大于5%，最大倍頻效率為10.1%@316 GHz；在307 GHz～318 GHz的輸出功率大于4 mW，最大輸出功率為8.7 mW@316 GHz。在不改變電路和腔體結構的情況下，將器件替換為具有較高摻雜濃度n-層砷化鎵材料的肖特基二極管，并進行了測試，結果如圖10所示，倍頻器的最大輸出功率達到11.8 mW@316 GHz，最大倍頻效率為13.7%。從圖中可以看出倍頻器的帶寬有所減小，但是最大輸出功率和效率得到很大的提高，這主要是由于采用較高摻雜濃度的材料，降低了二極管的串聯(lián)電阻。

表3對比了國內外300 GHz附近倍頻器的性能，從表中可以看出采用國產肖特基二極管研制出的倍頻器的輸出功率與已知文獻報道水平相當，但倍頻效率偏低，主要是因為所用二極管的結電容偏小，不適合該頻段工作，如采用較大的結電容，可以獲得更高的倍頻效率。

圖11是倍頻效率仿真曲線和實測曲線的對比圖，可以看出實測的倍頻效率比仿真值小，同時帶寬也變窄。通過分析，可能有以下幾個方面原因：（1）仿真過程中基本都采用理想材料特性和理想條件，導致仿真結果較好；（2）二極管的結電容較小，由于儀器精度問題，無法進行精確測量，只能采用理論計算的方式，可能與實際值有偏差；（3）二極管采用手動裝配，偏差較大，由于頻段較高，裝配精度對倍頻器的性能影響較大，采用單片電路設計可以省去二極管裝配步驟，提高裝配精度。

4 結論

本文根據國產肖特基二極管的測試數據，提取了二極管的肖特基結的非線性參數，參照工藝和二極管實際結構，建立了三維電磁場模型。采用平衡式電路結構成功設計并制作出基于國產肖特基二極管的300 GHz二倍頻器，在312～319 GHz的倍頻效率大于5%，最大倍頻效率為10.1%@316 GHz，在307 GHz～318 GHz的輸出功率大于4 mW，最大輸出功率為8.7 mW@316 GHz。采用較高摻雜濃度材料二極管的倍頻器最大效率為13.7%，最大輸出功率為11.8 mW。測試結果與仿真基本一致，輸出功率與國內外水平相當，驗證了肖特基二極管的能力和倍頻器設計方法，但由于模型和裝配精度問題導致實測效率有所下降且?guī)捿^窄。同時由于所用二極管結電容偏小導致倍頻效率較低，下一步將采用較大的結電容，以期獲得更高的倍頻效率和輸出功率。

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