假設對于您正在進行的項目，您需要一個運算放大器（當然，我希望它是 Touchstone 的運算放大器之一），并且您想確保放大器滿足您的要求。運算放大器的許多參數(shù)可以使用通常稱為運算放大器測試回路的電路進行測量。本質(zhì)上，它允許在不同條件下測量運算放大器的偏移。然后，我們可以從這些偏移測量中推導出其他參數(shù)，例如輸入偏置和偏移電流、直流大信號增益、CMRR 和 PSRR。

圖 1 顯示了一個簡化的測試回路。您要測量的運算放大器 DUT（被測設備）后面是第二個輔助運算放大器。為輔助放大器選擇一個良好的寬帶、寬電源范圍精密運算放大器。由 99.9kΩ 和 100Ω 電阻組成的反饋路徑閉合了兩個運算放大器周圍的環(huán)路。

圖 1：簡化的運算放大器測試回路

如果運算放大器按預期工作，則正負輸入端的電壓幾乎相同，剩下的小差異被定義為偏移電壓。在圖 1 中，此偏移電壓 Vos 明確顯示在 DUT 外部，您可以看到此偏移電壓也出現(xiàn)在 100Ω 電阻器上。流經(jīng) 100Ω 電阻器的電流 Vos/100Ω 也流經(jīng) 99.9kΩ 電阻器。這意味著輔助運算放大器輸出端的電壓 Vout 等于 1000 x Vos。

現(xiàn)在看看輔助運算放大器。在這里，其輸入端的電壓也將大致相同，并且由于幾乎沒有電流流過 5kΩ 電阻器，因此電壓 Vo 將非常接近電壓 Vo-set。然后，我們有一種方法可以強制 DUT 的輸出電壓等于我們在端子 Vo-set 上撥入的電壓。

這樣，我們就可以測量 DUT 運算放大器的直流增益。增益定義為指定輸出擺幅與生成此輸出擺幅的兩個極值所需的輸入電壓差之比：

A_VOL=(〖〖|V〗_(O(2))-V_(O(1))|)/(|V_OS(2) –V_OS(1)|)=(|?V_O|)/(〖|? V】_OS |)= (|?V_O |)/(|?V_OUT |) ×1000

因此，例如，假設您的 DUT 在 5V 下運行，并且它具有軌到軌輸出。您首先將 Vo-set 設置為 100mV。假設 DUT 的輸入電壓（包括其失調(diào)電壓）現(xiàn)在為 1mV。您將在輔助運算放大器的 Vout 端子處將其測量為 1V?，F(xiàn)在將 Vo-set 更改為 4.9V 并再次測量 Vout，假設您測量的是 1.2V。增益為 4.8V/0.2V x 1000，或 24,000 (87.6dB)。測試環(huán)路使測量 DUT 的直流增益變得容易，如果沒有它，將是一項相當乏味的工作。

但是等等，還有更多！

圖 2：完整的運算放大器測試循環(huán)

圖 2 顯示了一個更完整的運算放大器測試循環(huán)。在兩個運算放大器的正輸入端串聯(lián)添加平衡電阻，有一個可以切換進出的負載電阻，還有兩個與DUT的輸入串聯(lián)的電阻可以通過開關短路。
從最后一個開始：理想運算放大器沒有輸入偏置電流，但不幸的是理想運算放大器不存在，因此您可能想知道 DUT 的實際輸入偏置電流是多少。在兩個開關都關閉的情況下，您再次測量 Vout 電壓?，F(xiàn)在打開上部開關，使任何進入 DUT 正輸入端子的偏置電流都流過電阻。輸出電壓 Vout 會相應變化，偏置電流由下式給出：

I_B=(?V_OUT)/(100kΩ ×1000)

你可以對負輸入端的輸入偏置電流做同樣的事情，通過保持兩個開關打開，你也可以得到輸入失調(diào)電流。我在此展示的串聯(lián)電阻值為 100kΩ，適用于低至 1nA 左右的輸入偏置電流。對于 CMOS 放大器很常見的較低電流，您需要增加電阻值，在這種情況下，您可能還需要在大電阻上設置旁路電容以避免穩(wěn)定性問題。

圖 2 還顯示了電路左側的共模輸入，而不是圖 1 中所示的接地連接。這允許您再次使用相同的方法測量共模抑制比 (CMRR) ：將共模設為一級，測量 Vout 處的電壓，改變共模，再次測量，CMRR 由下式給出：

CMRR=(?V_CM)/(?V_OUT) ×1000

請記住，現(xiàn)在需要在 Vout 和 Vcm 之間測量 Vout 電壓?；蛘?，您可以將 Vcm 保持在 0V，并改變電源電壓 Vcc 和 Vee，以及 Vo set，以實現(xiàn)相同的共模變化。就像 CMRR 一樣，PSRR（電源抑制比）可以通過在電源電壓的兩個電平上獲取 Vout 數(shù)據(jù)并通過添加更多功能來測量，您甚至可以使用該電路來測試交流參數(shù)，但是超出了我想在這里介紹的范圍。

環(huán)路中有兩個級聯(lián)運算放大器，您可能想知道為什么電路不會振蕩。為了直觀地理解這一點，請考慮輔助運算放大器周圍的 1uF 電容器在我們關心的頻率范圍內(nèi)本質(zhì)上是短路的，因此輔助運算放大器用作這些頻率的 1x 緩沖器?，F(xiàn)在，假設 1x 緩沖區(qū)的帶寬遠高于整個測試環(huán)路的開環(huán)帶寬。出于穩(wěn)定性目的，您可以忽略輔助運算放大器的影響，剩下的只是帶有 1000x 電阻分壓器的 DUT。這種組合非常穩(wěn)定，其帶寬將比 DUT 的開環(huán)帶寬低 1000 倍（這證明了忽略輔助運算放大器的重要性）。

圖 3：低帶寬 DUT 的運算放大器測試環(huán)路

這種配置適用于廣泛的 DUT 帶寬，即使您的運算放大器具有非常適中的帶寬，如超低功耗 TS1001，您仍然可以使其工作，只要您將 5kΩ 電阻器增加到更大的值。但由于運算放大器測試環(huán)路的閉環(huán)帶寬將比帶寬已經(jīng)很低的 DUT 低 1000 倍，因此您現(xiàn)在需要等待長達幾秒鐘的時間才能使電路穩(wěn)定下來。這在工作臺上可能沒問題，但如果您想進行自動測量，這將行不通。

圖 3 顯示了另一種方法，其中 1uF 電容被 500kΩ 電阻器取代。該電阻器將輔助運算放大器配置為 +100x 增益放大器，其帶寬比其開環(huán)帶寬低 100x。例如，如果是 10MHz，則 100x 緩沖器的帶寬為 100kHz，要使其工作，它仍應高于 DUT 的帶寬。我們放大 100 倍，然后除以 1000 倍，因此最終結果是 DUT 看到 1/10 的反饋，這將在 10 秒的毫秒內(nèi)提供可接受的穩(wěn)定。

最后，穩(wěn)定環(huán)路的另一種替代方法如圖 4 所示。這里，正向路徑中沒有頻率補償或寬帶，而是 99.9kΩ 反饋電阻器上的 500pF 電容器提供了微分時間常數(shù)這將使閉環(huán)條件穩(wěn)定。這種方法將導致更快的環(huán)路響應時間，但要正確地做到這一點，需要更深入地了解兩個放大器的頻率響應，否則最終將使用振蕩器而不是測試環(huán)路。

圖 4：替代頻率補償

編輯：hfy