本章節(jié)以實用小型電源的設(shè)計為例，說明電源設(shè)計的方法。控制電路形式為它激式，采用UC3842為PWM控制電路。電源開關(guān)頻率的選擇決定了變換器的特性。開關(guān)頻率越高，變壓器、電感器的體積越小，電路的動態(tài)響應(yīng)也越好。但隨著頻率的提高，諸如開關(guān)損耗、門極驅(qū)動損耗、輸出整流管的損耗會越來越突出，對磁性材料的選擇和參數(shù)設(shè)計的要求也會越苛刻。另外，高頻下線路的寄生參數(shù)對線路的影響程度難以預(yù)料，整個電路的穩(wěn)定性、運行特性以及系統(tǒng)的調(diào)試會比較困難。在本電源中，選定工作頻率為85 kHz。

01

電源設(shè)計指標(biāo)

小型電源輸入、 輸出參數(shù)如下： 輸入電壓：AC 110/220 V； 輸入電壓變動范圍：90～240 V； 輸入頻率：50/60 Hz； 輸出電壓：12 V； 輸出電流：2.5 A。

02

電路結(jié)構(gòu)的選擇

小功率開關(guān)電源可以采用單端反激式或者單端正激式電路，使電源結(jié)構(gòu)簡單，工作可靠，成本低。與單端反激式電路相比，單端正激式電路開關(guān)電流小，輸出紋波小，更容易適應(yīng)高頻化。用電流型PWM控制芯片UC3842構(gòu)成的單端正激式開關(guān)電源的主電路如圖6-1所示。

圖6-1 單端正激式開關(guān)電源的主電路 單端正激式開關(guān)電源加有磁通復(fù)位電路，以釋放勵磁電路的能量。在圖6-1中，開關(guān)管VT導(dǎo)通時V1導(dǎo)通，副邊線圈N2向負載供電，V4截止，反饋電線圈N3的電流為零；VT關(guān)斷時V1截止，V4導(dǎo)通，N3經(jīng)電容C1濾波后向UC3842⑦腳供電，同時原邊線圈N1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢使V3導(dǎo)通并加在RC吸收回路。由于變壓器中的磁場能量可通過N3泄放，而不像一般的RC D磁通復(fù)位電路消耗在電阻上，因此可達到減少發(fā)熱，提高效率的目的。

03

元件設(shè)計

1)變壓器和輸出電感的設(shè)計

依據(jù)UC3842應(yīng)用方式，選定定時電阻RT＝1.8 kΩ，定時電容CT＝10μF。確定開關(guān)頻率f＝85 kHz，周期T＝11.8 μs。

設(shè)計單端控制開關(guān)電源時，一般占空比D最大不超過0.5，這里選擇D＝0.5，則：

根據(jù)電源規(guī)格、輸出功率、開關(guān)頻率選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積S＝1.13 cm2，磁路有效長度l＝6.4 cm，飽和磁通密度BS＝0.4 T。取變壓器最大工作磁感應(yīng)強度Bmax ＝ BS/3≈0.133 T，則電感系數(shù)A為：

變壓器原邊線圈匝數(shù)N1為：

式中，Ui為最小直流輸入電壓。 交流輸入電壓的最小值約為90 V, Ui＝90× ≈127 V，得出N1＝49.9匝，取50匝。原邊線圈電感L＝AN12＝11.1 mH。 副邊線圈匝數(shù)為：

式中，UDF為整流二極管V1上的壓降；UL為輸出電感L上的壓降。 取UDF+UL＝0.7 V，代入式(6-4)，得N2＝10匝。副邊線圈電感：

開關(guān)管斷開時，N1兩端將會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，為了保證開關(guān)管正常工作，將感應(yīng)電動勢限制到e=300V。反饋電線圈向UC3842提供U＝12V的工作電壓，按電容C1上的電壓UC＝16V計算，以保證有足夠的供電電壓給UC3842。由N3＝(UC/e)N1可得N3＝2.67匝，取3匝。
變壓器副邊電流為矩形波，其有效值為：

導(dǎo)線電流密度取4 A/mm2，所需繞組導(dǎo)線截面積為1.77/4≈0.44 mm2。同樣可選擇原邊繞組導(dǎo)線，原邊電流有效值為：

所需繞組導(dǎo)線截面積為0.354/4＝0.0885mm2，選用截面積為0.096 21mm2的導(dǎo)線(?0.41 mm)。取輸出電感的電流變化量ΔIL＝0.2Io＝0.5A，則輸出電感為：

式中, U2為副邊線圈最小電壓。計算得：

取UDF＝0.5 V，Uo＝3 V，代入式(6-8)可得L＝140μH。根據(jù)輸出電感上的電流IL＝Io，所需繞組導(dǎo)線截面積應(yīng)為2.5/4＝0.625 mm2，故選擇截面積為0.6362 mm2導(dǎo)線(?0.96 mm)。 2) 開關(guān)管、整流二極管和續(xù)流二極管的選擇 由于開關(guān)管斷開時原邊線圈N1兩端的感應(yīng)電動勢限制到eL≈300 V，交流輸入電壓經(jīng)全波整流、電容濾波后，直流輸入電壓的最大值。

所以整流二極管所承受的最高反向電壓為：

續(xù)流二極管所承受的最高反向電壓為：

流過整流二極管和續(xù)流二極管的最大電流為：

得ID＝2.75 A。根據(jù)以上計算選擇肖特基半橋MBR25120CT，平均整流電流為25 A，反向峰值電壓為120 V。開關(guān)管選用MOSFET 2SK793，漏源擊穿電壓為900 V，最大漏極電流為3 A。 3)反饋電路的設(shè)計 電流反饋電路采用電流互感器，通過檢測開關(guān)管上的電流作為采樣電流，原理如圖6-2 所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時值反饋和電流平均值反饋兩路，R2上的電壓反映電流瞬時值。開關(guān)管上的電流變化會使UR2變化，UR2接入UC3842的保護輸入端③腳，當(dāng)UR2＝1 V時，UC3842芯片的輸出脈沖將關(guān)斷。通過調(diào)節(jié)R1、 R2的分壓比可改變開關(guān)管的限流值，實現(xiàn)電流瞬時值的逐周期比較，屬于限流式保護。輸出脈沖關(guān)斷，實現(xiàn)對電流平均值的保護，屬于截流式保護。 兩種過流保護互為補充，使電源更為安全可靠。采用電流互感器采樣，使控制電路與主電路隔離，同時與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個電源的效率。

圖6-2 電流反饋電路 電壓反饋電路如圖6-3所示。輸出電壓通過集成穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器反饋到UC3842的①腳，調(diào)節(jié)R1、 R2的分壓比可設(shè)定和調(diào)節(jié)輸出電壓，達到較高的穩(wěn)壓精度。如果輸出電壓Uo升高，則集成穩(wěn)壓器TL431的陰極到陽極的電流增大，使光電耦合器輸出的三極管電流增大，即UC3842①腳對地的分流變大，UC3842的輸出脈寬相應(yīng)變窄，輸出電壓Uo減小。同樣, 如果輸出電壓Uo減小，則可通過反饋調(diào)節(jié)使之升高。

圖6-3 電壓反饋電路4)保護電路的設(shè)計 圖6-4所示為變壓器過熱保護電路，NTC為測變壓器溫度的一個負溫度系數(shù)的熱敏電阻。由NTC、 R2、運放A1構(gòu)成滯環(huán)比較器。在正常工作時，變壓器溫度正常，NTC的阻值較大，運放A1兩輸入端電壓U+

圖6-4 變壓器過熱保護電路

圖6-5 輸出過電壓保護電路 圖6-6所示為空載保護電路。為了防止變壓器繞組上的電壓過高，同時也為了使電源從空載到滿載的負載效應(yīng)較小，開關(guān)穩(wěn)壓電源的輸出端不允許開路。在圖6-6中，R2、 R3給運放同相輸入端提供固定的電壓U+。R8為取樣負載電流的分流器，當(dāng)外電路未接負載RL時，R8上無電流，運放的反相輸入端電壓U＝0 V，因而U+>U－，運放的輸出電壓較高，使三極管VT飽和導(dǎo)通，將電源內(nèi)部的假負載R7自動接入。當(dāng)電源接入負載RL時，R8上的壓降使U－>U＋，運放的輸出電壓為零，VT截止，將R7斷開。

圖6-6 空載保護電路5)輸入濾波電路的設(shè)計 輸入濾波電路具有雙向隔離作用，可抑制從交流電網(wǎng)輸入的干擾信號，同時也防止開關(guān)電源工作時產(chǎn)生的諧波和電磁干擾信號影響交流電網(wǎng)。圖6-7所示濾波電路是一種復(fù)合式EMI濾波器，L1、L2和C1構(gòu)成第一級濾波，共模電感L3和電容C2、C3構(gòu)成第二級濾波。C1用于濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。電阻R給電容提供放電回路，避免因電容上的電荷積累而影響濾波器的工作特性。C2、C3跨接在輸出端，能有效地抑制共模干擾。為了減小漏電流，C2、C3宜選用陶瓷電容器。

圖6-7 輸入濾波電路

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測試

在輸入電壓為220V的條件下，輸入功率是脈沖序列，周期為10ms，即每半個工頻周期電源輸入端通過整流橋為輸入平滑濾波電容充一次電。在各種不同的負載狀況下，當(dāng)輸入電壓從90V變化到250V時，相應(yīng)的輸出電壓的測試結(jié)果如表6-1所示。 實測各種負載狀況下的效率如表6-2所示。通過實際應(yīng)用，電源滿足了設(shè)計要求。

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