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PoE的發(fā)展

PoE是Power over Ethernet的縮寫，即以太網(wǎng)供電。相比傳統(tǒng)的AC電源的供電方式，PoE可以通過現(xiàn)有的以太網(wǎng)電纜同時(shí)供電和傳輸數(shù)據(jù)。將供電電纜和數(shù)據(jù)電纜的統(tǒng)一，給PoE應(yīng)用帶來了安裝靈活、低成本的巨大的優(yōu)勢(shì)，因而PoE解決方案在工業(yè)等領(lǐng)域快速增長，應(yīng)用對(duì)功率的需求也越來越大。

在PoE功能提出之初，PoE只能向設(shè)備提供最高13W的功率，稱為802.3af協(xié)議。顯然13W的功率不足以滿足越來越高的需求，在2009年發(fā)布了802.3at協(xié)議，提高了電壓和電流規(guī)格，可提供25.5W功率。為滿足快速發(fā)展的PoE應(yīng)用，在2019年發(fā)布了802.3bt協(xié)議，最高可提供71W的功率。

PoE組件主要由兩部分組成，受電設(shè)備（PD）和供電設(shè)備（PSE）。PSE從AC電源處接受功率，然后負(fù)責(zé)像電源一樣供電，而PD負(fù)責(zé)接受和使用功率。PD設(shè)備在接收PSE功率時(shí)有一個(gè)握手過程，以保護(hù)PD設(shè)備在連接協(xié)議不兼容的PSE設(shè)備時(shí)不受損壞，從而保證PoE供電的可靠性。

典型的PSE設(shè)備為網(wǎng)絡(luò)交換機(jī)和路由器等，典型的PD設(shè)備主要是IP電話，安保攝像頭和基站等。針對(duì)PoE不同功率等級(jí)的協(xié)議和應(yīng)用，MPS提供了應(yīng)用于af、at和bt協(xié)議的完整的解決方案，包括協(xié)議，DCDC控制器和集成協(xié)議和功率部分的IC --- MP6005。

MP6005，作為一款DCDC控制器，支持目前所有PoE協(xié)議的功率部分的設(shè)計(jì)，可同時(shí)用來設(shè)計(jì)反激和正激變換器，從PSE處傳輸功率。

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拓?fù)鋵?duì)比

在以太網(wǎng)供電中，為了更加安全可靠，常常使用隔離電路，常見的功率小于100W時(shí)的隔離電路主要有反激和正激兩種，其基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖 3

相比反激變換器，正激變換器的變壓器開關(guān)過程中不需要儲(chǔ)存能量，變壓器、MOS等功率器件上的電流應(yīng)力較小，效率較高，但是正激需要更多的開關(guān)器件，成本較高。因而正激變換器適用于低壓大電流輸出的應(yīng)用，同時(shí)為進(jìn)一步提高正激變換器的效率，往往會(huì)引入原邊有源鉗位和副邊同步整流電路。圖3為有源鉗位正激變換器和反激變換器的對(duì)比總結(jié)，如圖4所示。

圖 4

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正激變換器設(shè)計(jì)

正激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖所示。其中Qmain是主開關(guān)，Qaux是輔助開關(guān)，Qf是副邊續(xù)流MOS，Qr是副邊整流MOS，L0是輸出電感，通過變壓器隔離，如圖5所示。

圖 5

3.1 有源鉗位

隔離電路中常見的鉗位電路有RCD鉗位和有源鉗位電路，RCD鉗位電路中，勵(lì)磁電感和部分漏感上的能量通過RCD中的電阻耗散，減小了拓?fù)涞恼w效率；主開關(guān)MOS上的電壓尖峰較高，不僅可能造成產(chǎn)品的EMI問題，還給副邊同步整流MOS的驅(qū)動(dòng)帶來困難。有源鉗位電路很好的克服了RCD鉗位電路的缺點(diǎn)，不僅回收了勵(lì)磁電感和漏感上的能量，抑制了主開關(guān)MOS上的電壓尖峰，同時(shí)輔助開關(guān)可工作于軟開關(guān)模式，很好的提高了拓?fù)涞恼w效率。有源鉗位電路可根據(jù)輔助開關(guān)MOS的位置分為高端和低端兩種，低端的有源鉗位電路使用PMOS，成本較高，鉗位電容上的電壓應(yīng)力更大，但是驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)較為簡單。MP6005使用的是低端有源鉗位電路。

原邊主開關(guān)MOS斷開時(shí)的開關(guān)電壓由勵(lì)磁電感的復(fù)位電壓和鉗位電容的電壓組成。鉗位電容越大，其開關(guān)電壓幅值越小，鉗位電容和勵(lì)磁電感的諧振頻率也越小。因?yàn)榭刂骗h(huán)路的帶寬通常設(shè)置為諧振頻率的1/5-1/3處，因此鉗位電容也不能設(shè)置的過大，影響控制環(huán)路的響應(yīng)速度。

3.2 同步整流

正激電路的副邊通常需要兩個(gè)二極管用于勵(lì)磁電感和輸出電感續(xù)流，在大電流輸出的應(yīng)用中，這兩個(gè)二極管在續(xù)流過程中將帶來可觀的損耗，因而常常用MOS管替代二極管的方式來提高效率。同時(shí)由于正激變換器原邊主開關(guān)MOS開關(guān)過程和勵(lì)磁電感、輸出電感續(xù)流過程的相對(duì)應(yīng)，副邊變壓器的開關(guān)電壓可作為副邊同步整流MOS的驅(qū)動(dòng)電壓。續(xù)流MOS的gs驅(qū)動(dòng)電壓是整流MOS的ds電壓，整流MOS的gs驅(qū)動(dòng)電壓是續(xù)流MOS的ds電壓。當(dāng)勵(lì)磁電感和輸出電感電流耗盡后，輸出電壓將通過變壓器使整流MOS導(dǎo)通，使副邊工作于FCCM模式下，因而其空載損耗較傳統(tǒng)的二極管整流的拓?fù)涓摺?/p>

當(dāng)輸出電壓較高時(shí)，為保護(hù)副邊MOS的gs不被高電壓擊穿，通常使用下圖7所示的三極管穩(wěn)壓電路，三極管基級(jí)通過穩(wěn)壓管和電阻連接變壓器的開關(guān)電壓，三極管射級(jí)連接MOS的柵極，MOS的驅(qū)動(dòng)電壓將跟隨三極管的基極電壓變化，三極管集電極可從變壓器或輸出電壓處取電。MOS的三極管驅(qū)動(dòng)電路也會(huì)帶來部分的損耗，輸出電壓和MOS管驅(qū)動(dòng)的鉗位電壓之間的差值越大，驅(qū)動(dòng)電路的損耗就越大，因而正激拓?fù)涓m用于不需要額外引入三極管穩(wěn)壓電路的低壓大電流的應(yīng)用。

圖 7

3.3 副邊尖峰吸收電路

在副邊續(xù)流MOS（Qf）關(guān)斷，副邊整流MOS（Qr）開通過程中，變壓器的漏感會(huì)和副邊整流MOS（Qr）的Cds電容發(fā)生諧振，副邊整流MOS（Qr）的Vds上將疊加較大的振鈴，較高的spike不僅會(huì)增大副邊整流MOS（Qr）的成本，而且還會(huì)影響正激變換器整體的效率。常規(guī)的RC吸收電路可以很好的抑制副邊整流MOS（Qr）的Vds振鈴，但是會(huì)帶來比較大的功率損耗，因而推薦使用功率損耗較小的RCD吸收電路，如圖8所示。在副邊整流MOS（Qr）導(dǎo)通過程中，漏感能量可通過二極管D儲(chǔ)存于電容C中，當(dāng)其關(guān)斷后，儲(chǔ)存于電容C中的能量可經(jīng)電阻R傳遞到輸出電容和負(fù)載。其中電容C容值越大，振鈴幅值越小，電阻R越大，功率損耗越小，振鈴削弱效果如圖9所示，振鈴峰值削弱了20%，振鈴周期也有所減小。一般情況下，二極管D采用肖特基二極管，電容C可取為2.2nF，電阻R可取為20k。

圖 8

圖 9

3.4 效率驗(yàn)證

為驗(yàn)證正激變換器的設(shè)計(jì)，分別搭建了輸出電壓為5V/3.3V的不同功率等級(jí)下的正激和反激拓?fù)?。有源鉗位正激拓?fù)渲?，由于主開關(guān)和輔助開關(guān)開通之間的延遲時(shí)間，輔助開關(guān)可工作于ZVS，然而主開關(guān)ZVS情況則較為復(fù)雜。在開關(guān)切換前，輔助開關(guān)和整流MOS開通，當(dāng)輔助開關(guān)斷開后，勵(lì)磁電流流經(jīng)主開關(guān)、整流MOS和續(xù)流MOS的DS電容，主開關(guān)MOS的VDS電壓開始下降；但是重載情況下，輸出電感電流仍然可以通過整流MOS的體二極管續(xù)流，將變壓器兩端電壓鉗位在一個(gè)較低的電壓幅值處，阻止主開關(guān)MOS的VDS電壓進(jìn)一步下降，因而在主開關(guān)MOS開通瞬間，其VDS電壓仍處于VIN電壓幅值處，帶來了部分的開通損耗。

通過計(jì)算分析輸出為3.3V/50W時(shí)的功率損耗，輔助開關(guān)由于實(shí)現(xiàn)了ZVS和較小的勵(lì)磁電流，功率損耗較小，主開關(guān)的損耗主要來自于部分開通損耗和導(dǎo)通損耗，變壓器損耗主要包括磁損和銅損，副邊整流MOS管的損耗包括因震蕩引起的開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗和二極管損耗，輸出電感的損耗主要為磁損和銅損組成。樣機(jī)的效率曲線如圖所示，可以看出隨著輸出功率的增大，正激變換器的效率普遍優(yōu)于反激變換器，更高輸出功率等級(jí)下，由于PoE應(yīng)用中板子空間和熱管理的限制，采用正激變換器是一個(gè)更優(yōu)的選擇。

原文標(biāo)題：【工程師筆記】有源鉗位正激變換器的設(shè)計(jì)及其 PoE BT 中的應(yīng)用

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