在某些應(yīng)用中，原始模擬帶寬至關(guān)重要，隨著GSPS或RF ADC的出現(xiàn)，奈奎斯特區(qū)在短短幾年內(nèi)增長(zhǎng)了10倍，達(dá)到了多GHz的跨度。這有助于這些應(yīng)用進(jìn)一步超越地平線，但達(dá)到X波段。 （12 GHz 頻率），仍然需要更多的帶寬。在信號(hào)鏈中使用采樣保持放大器（THA）可以從根本上擴(kuò)展帶寬，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出ADC采樣帶寬，并提供最需要帶寬的設(shè)計(jì)所需的要求。在本文中，我們將證明設(shè)計(jì)人員在我們最新的RF市場(chǎng)轉(zhuǎn)換器之一前使用THA時(shí)可以實(shí)現(xiàn)10 GHz帶寬。

介紹

GSPS轉(zhuǎn)換器在縮短RF信號(hào)鏈和在FPGA中創(chuàng)建更多資源結(jié)構(gòu)方面具有優(yōu)勢(shì)（例如，在消除前端的混音下降級(jí)和后端包含數(shù)字下變頻器（DDC）時(shí)），由于GSPS轉(zhuǎn)換器在縮短RF信號(hào)鏈方面具有諸多優(yōu)勢(shì)，因此在某些應(yīng)用中仍然需要高頻原始模擬帶寬（BW），這遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了這些RF轉(zhuǎn)換器所能達(dá)到的范圍。實(shí)現(xiàn)。在這些應(yīng)用中，尤其是在國(guó)防和儀器儀表行業(yè)（無(wú)線基礎(chǔ)設(shè)施緊隨其后），人們?nèi)匀挥信d趣將帶寬完全擴(kuò)展到甚至超過(guò)10 GHz - c超過(guò)C波段，并在可能的情況下完全涵蓋X波段。隨著高速ADC技術(shù)的改進(jìn)，在GHz區(qū)域高速精確分辨非常高的中頻（IF）的需求也在增加，讓位于寬度超過(guò)1 GHz的基帶奈奎斯特區(qū)并迅速攀升。該聲明在發(fā)表時(shí)可能已經(jīng)過(guò)時(shí)，因?yàn)樵擃I(lǐng)域的發(fā)展非?？?。

這帶來(lái)了兩個(gè)挑戰(zhàn)：轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)本身和將信號(hào)內(nèi)容耦合到轉(zhuǎn)換器的前端設(shè)計(jì)，例如放大器、巴倫和PCB設(shè)計(jì)。即使轉(zhuǎn)換器的性能非常出色，前端也必須能夠保持信號(hào)質(zhì)量。這些應(yīng)用需要使用分辨率為8位至14位的高速GSPS轉(zhuǎn)換器，但請(qǐng)記住，為了滿足特定應(yīng)用的匹配，需要滿足許多參數(shù)。

根據(jù)本文的定義，寬帶是指使用大于 100 MHz 的信號(hào)帶寬，范圍從近直流到 5 GHz 到 10 GHz 頻率區(qū)域。在本文中，將討論寬帶THA或有源采樣網(wǎng)絡(luò)的使用，以實(shí)現(xiàn)無(wú)限遠(yuǎn)和更高的帶寬（抱歉，目前沒(méi)有可用的玩具總動(dòng)員表情符號(hào)），并強(qiáng)調(diào)其背景理論，該理論使RF ADC的帶寬擴(kuò)展成為可能，而RFADC本身可能沒(méi)有該功能。最后，將揭示考慮因素和優(yōu)化技術(shù)，以幫助設(shè)計(jì)人員在多GHz區(qū)域?qū)崿F(xiàn)可行的寬帶解決方案。

奠定基礎(chǔ)

在雷達(dá)、儀器儀表和通信觀測(cè)等應(yīng)用中，GSPS轉(zhuǎn)換器被吸引是很自然的，因?yàn)檫@提供了更寬的頻譜，從而擴(kuò)展了系統(tǒng)的范圍。然而，更寬的頻譜對(duì)ADC本身的內(nèi)部采樣保持提出了更大的挑戰(zhàn)，因?yàn)樗ǔ](méi)有針對(duì)超寬帶工作進(jìn)行優(yōu)化，而且ADC在這些較高模擬帶寬區(qū)域中的帶寬通常有限，高頻線性度/SFDR也會(huì)下降。

因此，在ADC前面使用單獨(dú)的THA是一種可能的解決方案，可以在精確的時(shí)間時(shí)刻對(duì)非常高的模擬/RF輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。該過(guò)程通過(guò)一個(gè)低抖動(dòng)采樣器進(jìn)行信號(hào)采樣，并降低ADC在更寬帶寬范圍內(nèi)的動(dòng)態(tài)線性度要求，因?yàn)樵赗F模數(shù)轉(zhuǎn)換過(guò)程中采樣值保持不變。

其結(jié)果是模擬輸入帶寬的大幅擴(kuò)展，與單獨(dú)的RF ADC性能相比，THA-ADC組件的高頻線性度和高頻SNR得到大幅改善。

THA的特點(diǎn)和概述

THA 在 18 GHz 帶寬范圍內(nèi)提供精確的信號(hào)采樣，從直流到超過(guò) 10 GHz 輸入頻率具有 9 位至 10 位線性度、1.05 mV 噪聲和 <70 fs 隨機(jī)孔徑抖動(dòng)。該器件的時(shí)鐘頻率可達(dá)4 GSPS，動(dòng)態(tài)范圍損耗最小，例如HMC661和HMC1061。這些THA可用于擴(kuò)展高速模數(shù)轉(zhuǎn)換和信號(hào)采集系統(tǒng)的帶寬和/或高頻線性度。

單列THA有一個(gè)THA（如HMC661），并產(chǎn)生由兩個(gè)段組成的輸出。在輸出波形的跟蹤模式間隔（正差分時(shí)鐘電壓）中，該器件表現(xiàn)為單位增益放大器，在輸出級(jí)復(fù)制輸入信號(hào)，受輸入帶寬和輸出放大器帶寬限制的影響。在器件的正負(fù)時(shí)鐘轉(zhuǎn)換處，它以非常窄的采樣時(shí)間孔徑對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣，并在負(fù)時(shí)鐘間隔期間將輸出保持相對(duì)恒定，其值代表采樣瞬間的信號(hào)。單列器件（與其兄弟雙列THA HMC1061相反）通常更適合使用ADC進(jìn)行前端采樣，因?yàn)榇蠖鄶?shù)高速ADC已經(jīng)內(nèi)部集成了THA，通常帶寬要小得多。因此，在ADC前面增加一個(gè)THA會(huì)形成一個(gè)復(fù)合的雙列組件（如果使用雙列HMC1061，則形成三列），而THA位于轉(zhuǎn)換器前面。對(duì)于相同的技術(shù)和設(shè)計(jì)，單列器件通常比雙列器件具有更好的線性度和噪聲，因?yàn)閱瘟衅骷募?jí)數(shù)較少。因此，單列器件通常是采用高速ADC進(jìn)行前端采樣的最佳選擇。

圖1.采樣保持拓?fù)洌海?a） 單列，（1b） 雙列。

延遲映射 THA 和 ADC

在開(kāi)發(fā)采樣保持和ADC信號(hào)鏈時(shí)，最困難的任務(wù)之一是在THA捕獲采樣事件的時(shí)刻與應(yīng)將其移動(dòng)到ADC上以重新采樣事件之間設(shè)置適當(dāng)?shù)臅r(shí)序延遲。在兩個(gè)有效的采樣系統(tǒng)之間設(shè)置這個(gè)完美的時(shí)間增量的過(guò)程稱為延遲映射。

在電路板上完成這個(gè)過(guò)程可能很繁瑣，因?yàn)橛捎?a href="http://www.brongaenegriffin.com/v/tag/82/" target="_blank">PCB板上的時(shí)鐘走線傳播間隔、內(nèi)部器件組延遲、ADC孔徑延遲以及將時(shí)鐘分成兩個(gè)不同段所涉及的相關(guān)電路（一個(gè)時(shí)鐘跡線用于THA，一個(gè)時(shí)鐘跡線用于ADC），紙質(zhì)分析可能不會(huì)考慮適當(dāng)?shù)难舆t。設(shè)置THA和ADC之間延遲的一種方法是使用可變延遲塊。這些器件可以是有源的，也可以是無(wú)源的，以便對(duì)THA采樣過(guò)程進(jìn)行適當(dāng)?shù)臅r(shí)間對(duì)齊，并將其交給ADC進(jìn)行采樣。這保證了ADC對(duì)THA輸出波形的建立保持模式部分進(jìn)行采樣，從而產(chǎn)生輸入信號(hào)的準(zhǔn)確表示。

如圖2所示，HMC856可用于啟動(dòng)延遲。這是一款 5 位/引腳可搭接器件，固有延遲為 90 ps，可變延遲步長(zhǎng)為 3 ps 步長(zhǎng)或 2 ps5，以及 32 種可能的階梯式延遲。引腳綁帶設(shè)備的缺點(diǎn)是設(shè)置/移動(dòng)每個(gè)延遲設(shè)置。HMC856上的每個(gè)位引腳都需要被拉至負(fù)電壓，以啟用新的延遲設(shè)置。因此，在下拉電阻器中焊接32種組合以找到最佳延遲設(shè)置可能是一項(xiàng)繁瑣的任務(wù)，因此開(kāi)發(fā)了自動(dòng)化電路的使用，以幫助縮短延遲設(shè)置過(guò)程，使用串行控制的SPST開(kāi)關(guān)和板外微處理器。

圖2.延遲映射電路。

為了捕獲最佳延遲設(shè)置，將信號(hào)施加到THA和ADC組合，這應(yīng)該超出ADC的帶寬范圍。在這種情況下，我們選擇了~10 GHz信號(hào)，并應(yīng)用了在FFT顯示器上捕獲的–6 dBFS電平。延遲設(shè)置現(xiàn)在以二進(jìn)制步進(jìn)方式掃描，使信號(hào)保持在電平和頻率恒定。FFT現(xiàn)在在掃描過(guò)程中顯示和捕獲，在每個(gè)延遲設(shè)置下收集基波功率和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）數(shù)字。

如圖3a所示，基波功率、SFDR和SNR會(huì)隨著應(yīng)用每個(gè)設(shè)置而變化。如圖所示，當(dāng)在THA將采樣拋出到ADC之間更優(yōu)化地放置樣本位置時(shí)，基波功率將處于最高水平，而SFDR應(yīng)處于最佳性能（即最低）。圖3b顯示了延遲映射掃描的放大視圖，概述了延遲設(shè)定點(diǎn)671，這是延遲應(yīng)保持固定的窗口/位置。請(qǐng)記住，延遲映射過(guò)程僅對(duì)系統(tǒng)的相關(guān)采樣頻率有效，如果設(shè)計(jì)需要不同的采樣時(shí)鐘，則需要重新掃描。在這種情況下，采樣頻率為4 GHz，這是該信號(hào)鏈中使用的THA器件的最高采樣頻率。

圖 3a.映射每個(gè)延遲設(shè)置下的信號(hào)幅度和SFDR性能結(jié)果。

圖 3b.映射每個(gè)延遲設(shè)置（放大）的信號(hào)幅度和SFDR性能結(jié)果。

為大量原始模擬帶寬設(shè)計(jì)前端

首先，當(dāng)您應(yīng)用中的關(guān)鍵目標(biāo)是吞噬10 GHz帶寬時(shí)，我們顯然開(kāi)始從RF角度考慮。請(qǐng)注意，ADC仍然是電壓型器件，不考慮功率。因此，在這種情況下，匹配一詞是一個(gè)應(yīng)該明智使用的術(shù)語(yǔ)。研究發(fā)現(xiàn)，幾乎不可能將每個(gè)頻率的轉(zhuǎn)換器前端與100 MSPS轉(zhuǎn)換器相匹配——多GHz RF ADC不會(huì)有太大區(qū)別，但挑戰(zhàn)仍然存在。術(shù)語(yǔ)匹配應(yīng)定位為表示優(yōu)化，從而為前端設(shè)計(jì)提供最佳結(jié)果。這將是一個(gè)包羅萬(wàn)象的術(shù)語(yǔ)，其中輸入阻抗、交流性能（SNR/SFDR）、信號(hào)驅(qū)動(dòng)強(qiáng)度或輸入驅(qū)動(dòng)以及帶寬及其通帶平坦度為該特定應(yīng)用提供最佳結(jié)果。

這些參數(shù)最終定義了系統(tǒng)應(yīng)用程序的匹配項(xiàng)。在開(kāi)始寬帶前端設(shè)計(jì)時(shí)，布局可能是關(guān)鍵，同時(shí)最大限度地減少必要的元件數(shù)量，以減少兩個(gè)相鄰IC之間的損耗。為了獲得最佳性能，兩者都至關(guān)重要。將模擬輸入網(wǎng)絡(luò)連接在一起時(shí)需要特別注意。走線長(zhǎng)度和匹配走線長(zhǎng)度以及最小化過(guò)孔數(shù)量是最重要的，如圖4所示。

圖4.THA 和 ADC 布局。

這兩個(gè)差分模擬輸入需要連接在一起并連接到THA輸出，以形成單個(gè)前端網(wǎng)絡(luò)。為了盡量減少過(guò)孔的數(shù)量和總長(zhǎng)度，這里特別注意將過(guò)孔從兩個(gè)模擬輸入路徑中拉出，并幫助抵消走線連接中的任何存根。

最后，最終設(shè)計(jì)相當(dāng)簡(jiǎn)單，只有幾點(diǎn)需要注意，如圖 5 所示。使用的0.01 μF電容為寬帶型電容，有助于在寬頻率范圍內(nèi)保持阻抗平坦。典型的現(xiàn)成0.1 μF型電容無(wú)法提供平坦的阻抗響應(yīng)，并且可能會(huì)在通帶平坦度響應(yīng)中引起更多的紋波。THA 輸出端和 ADC 輸入端的 5 Ω 和 10 Ω 串聯(lián)電阻有助于降低 THA 輸出端的峰值，并最大限度地減少 ADC 自身內(nèi)部采樣電容網(wǎng)絡(luò)的任何殘余電荷注入引起的失真。但是，需要明智地選擇這些值，否則會(huì)增加信號(hào)衰減并迫使THA更努力地驅(qū)動(dòng)，或者設(shè)計(jì)可能無(wú)法利用ADC的整個(gè)滿量程。

最后，讓我們討論差分流端接。在將兩個(gè)或多個(gè)轉(zhuǎn)換器連接在一起時(shí)，這些至關(guān)重要。通常，輕型負(fù)載（在本例中為輸入端為1 kΩ）有助于實(shí)現(xiàn)線性度并保持混響頻率。分體處的 120 Ω并聯(lián)負(fù)載的作用相同，但會(huì)產(chǎn)生更真實(shí)的負(fù)載，在本例中為 50 Ω，這正是 THA 希望看到并優(yōu)化的。

圖5.THA 和 ADC 前端網(wǎng)絡(luò)和信號(hào)鏈。

現(xiàn)在來(lái)看結(jié)果！查看圖6中的信噪比或SNR，可以看出，在15 GHz的范圍內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)8位ENOB（有效位數(shù)）?？紤]到您可能已經(jīng)為具有相同性能的 120 GHz 示波器支付了 13 美元，這非常好。集成帶寬（即噪聲）和抖動(dòng)限制開(kāi)始成為當(dāng)頻率通過(guò)L、S、C和X波段時(shí)性能下降的一個(gè)重要因素。

還應(yīng)該注意的是，為了保持THA和ADC之間的電平恒定，ADC的滿量程輸入通過(guò)SPI寄存器在內(nèi)部更改為1.0 V p-p。這有助于將THA保持在線性區(qū)域內(nèi)，因?yàn)樗淖畲筝敵鰹?.0 V p-p差分。

圖6.SNRFS/SFDR 性能結(jié)果在 –6 dBFS 下。

還顯示了線性度結(jié)果或SFRD。在這里，線性度在8 GHz時(shí)高于50 dBc，在10 GHz時(shí)達(dá)到40 dB。此處的設(shè)計(jì)采用AD9689模擬輸入緩沖電流設(shè)置功能，通過(guò)SPI控制寄存器進(jìn)行優(yōu)化，以便在如此寬的頻率范圍內(nèi)達(dá)到最佳線性度。

圖7顯示了通帶平坦度，證明通過(guò)在RF ADC前面增加一個(gè)THA可以實(shí)現(xiàn)10 GHz帶寬，從而完全擴(kuò)展AD9689的模擬帶寬。

圖7.THA 和 ADC 網(wǎng)絡(luò)和信號(hào)鏈 — 帶寬結(jié)果。

總結(jié)

對(duì)于那些需要在多GHz模擬帶寬上獲得最佳性能的應(yīng)用，使用THA幾乎是必要的，至少在今天是這樣！RF ADC正在迅速迎頭趕上。從理論上講，GSPS轉(zhuǎn)換器在采樣更寬的帶寬以覆蓋多個(gè)目標(biāo)頻段時(shí)易于使用。這會(huì)在前端RF條上重溫一個(gè)混音下級(jí)或其多個(gè)。但是，在這些更高范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)帶寬可能會(huì)帶來(lái)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)并保持性能。

在系統(tǒng)中使用 THA 時(shí)，請(qǐng)確保采樣點(diǎn)在 THA 和 ADC 之間的位置得到優(yōu)化。使用本文中所述的延遲映射過(guò)程將產(chǎn)生總體上的最佳性能結(jié)果。了解該程序很乏味，但至關(guān)重要。最后，請(qǐng)記住，匹配前端實(shí)際上意味著在每個(gè)應(yīng)用程序給定一組性能需求的情況下實(shí)現(xiàn)最佳性能。樂(lè)高效應(yīng)——簡(jiǎn)單地將50個(gè)Ω阻抗塊連接在一起——在X波段頻率采樣時(shí)可能不是最佳方法。

審核編輯：郭婷