初級開關(guān) QH1 和次級開關(guān) QL1 以相反的相位工作。在導(dǎo)通時間內(nèi)，QH1 導(dǎo)通，QL1 關(guān)閉。電流在兩條路徑中流動，如圖2所示。第一種是從輸入端，通過初級開關(guān)，能量傳輸電容器（C大牌2）、輸出電感（L1B）和負(fù)載——最后通過地返回到輸入。第二條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān)、接地參考電感（L1A），然后通過地返回輸入。

圖2.電流圖。QH1 關(guān)閉，QL1 打開。

在關(guān)閉期間，開關(guān)位置反轉(zhuǎn)。QL1 正在傳導(dǎo)，QH1 關(guān)閉。輸入電容（C在） 斷開，但電流繼續(xù)以兩條路徑流過電感，如圖 3 所示。第一種是從輸出電感，通過負(fù)載，通過地，然后通過次級開關(guān)回到輸出電感。第二條路徑是從接地參考電感，經(jīng)過能量傳輸電容、次級開關(guān)，然后回到接地參考電感。

圖3.能量傳遞圖—QL1 閉合，QH1 打開。

應(yīng)用電感伏秒平衡和電容電荷平衡的原理，可以得到公式1中指定的平衡直流轉(zhuǎn)換比，其中D是轉(zhuǎn)換器的占空比（周期的導(dǎo)通時間部分）。

(1)

這表明，如果占空比大于0.5，則會在輸出端調(diào)節(jié)更高的電壓（升壓）;如果占空比小于0.5，則調(diào)節(jié)電壓將較低（降壓）。該分析的其他相關(guān)結(jié)果是，能量傳輸電容器兩端的穩(wěn)態(tài)電壓（C大牌2） 等于V外在無損系統(tǒng)中;通過輸出電感（L1B）的電流的直流值等于我外;通過接地參考電感的電流的直流值 （L1A） 為我外×V外/V在.能量傳輸電容器還提供直流阻斷V在自V外.當(dāng)存在輸出短路的風(fēng)險時，此屬性可能很有吸引力。

分析還表明，反向SEPIC中的輸出電流是連續(xù)的，對于給定的輸出電容阻抗，輸出電壓紋波較低。與滿足不連續(xù)輸出電流拓?fù)涞南嗤y波要求所需的電容器相比，這允許使用更小、成本更低的輸出電容器。

通常，次級開關(guān)（QL1）是單向功率二極管，這限制了這種拓?fù)涞姆逯敌省５牵?a target="_blank">ADI公司雙通道同步開關(guān)控制器（見附錄）采用單通道ADI公司ADP1877，可以在完全同步配置中設(shè)計反向SEPIC，采用雙向MOSFET作為次級開關(guān)。這使得峰值效率顯著提高，同時在輸出電流大于1 A時減小轉(zhuǎn)換器的尺寸和成本。

圖4顯示了完全同步反向SEPIC配置的功率級，該配置由ADP1877實現(xiàn)，僅需三個小型、廉價的附加元件（C大牌1， D.DRV和 R.DRV），耗散的功率可以忽略不計。

圖4.同步反向SEPIC的功率級，通過ADP1的通道1877實現(xiàn)。

反向SEPIC的理想穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示。通道 1 開關(guān)節(jié)點 SW1（參見附錄中的圖 A）在V在 + V外在導(dǎo)通時間內(nèi)，在關(guān)斷時間內(nèi)為0 V。連接電荷泵電容器，C英國夏令時，至 SW1 施加的電壓大約等于V在 + V外在導(dǎo)通時間內(nèi)，高邊內(nèi)部驅(qū)動器（BST5引腳）的自舉上軌和高端驅(qū)動器（DH1引腳）的輸出上+1 V，從而增強了初級浮動N溝道MOSFET開關(guān)QH1。箝位二極管，D.DRV，確保 C大牌1有大約V外 + V前輪驅(qū)動(D.DRV），在穩(wěn)態(tài)輸出期間，以ADP1的DH1877引腳至QH1柵極為基準(zhǔn)。C兩端的電壓大牌1防止主開關(guān)在關(guān)斷期間產(chǎn)生高于其閾值的柵極-源極電壓，當(dāng) X 節(jié)點電壓大約等于 –V外.

圖5.同步反向SEPIC的理想波形（死區(qū)時間忽略）。

ADP1877具有脈沖跳躍模式，使能后，通過降低開關(guān)速率來提高輕負(fù)載下的效率，為輸出提供足夠的能量以保持輸出電壓處于穩(wěn)壓狀態(tài)，從而大大降低柵極電荷和開關(guān)損耗。此模式可在同步反向SEPIC和同步降壓拓?fù)渲袉⒂?。由于圖1877所示的DC-DC轉(zhuǎn)換電路只需要雙通道ADP4的單個通道，因此另一種通道可用于任一拓?fù)洹?/p>

電感耦合和能量傳輸電容器

在圖4中，功率電感L1A和L1B顯示為耦合。在這種拓?fù)渲旭詈想姼械哪康氖菧p少輸出電壓和電感電流中的紋波，并增加最大潛在的閉環(huán)帶寬，如下一節(jié)所示。

即使電感是耦合的，耦合也不應(yīng)足夠緊密，無法通過磁芯將大量能量從一個繞組傳遞到另一個繞組。這可以通過找到漏感（L利克）的耦合電感和能量傳輸電容器（C大牌2），使得其復(fù)阻抗的大小是漏感和單個繞組的電阻（DCR）的復(fù)串聯(lián)阻抗的十分之一，如公式2、3和4所示。設(shè)計符合這種關(guān)系的電路可以最大限度地減少通過耦合磁芯的能量傳輸。漏感可以根據(jù)耦合系數(shù)計算得出，耦合系數(shù)常見于耦合電感數(shù)據(jù)手冊。

		(2)
		(3)
		(4)

1：1的匝數(shù)比是理想的，因為它每個繞組所需的電感是分立電感器在給定輸出電壓紋波水平下所需的電感的一半。1

小信號分析和環(huán)路補償

對反向SEPIC轉(zhuǎn)換器進(jìn)行完整的小信號分析超出了本文的范圍;但是，如果遵循以下準(zhǔn)則，則完整的分析將變得學(xué)術(shù)化。

首先，諧振頻率（fRES） 必須首先計算，以便找到目標(biāo)交越頻率的上限。當(dāng)電感解耦時，該頻率降低，從而顯著降低潛在的最大閉環(huán)帶寬。

(5)

在此頻率下，可能存在300°或更多的“高Q”相位滯后。為避免在整個負(fù)載范圍內(nèi)出現(xiàn)低相位裕量轉(zhuǎn)換器，應(yīng)以交越頻率（f統(tǒng)一） 在十分之一fRES.阻尼這種諧振在很大程度上取決于輸出負(fù)載電阻和耦合電感的直流電阻。在較小程度上，阻尼取決于能量傳輸電容器的等效串聯(lián)電阻（ESR）和功率MOSFET（QHl和QL1）的導(dǎo)通電阻。因此，當(dāng)輸出負(fù)載電阻變化時，看到閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征在此頻率下發(fā)生巨大變化也就不足為奇了。

耦合系數(shù)往往不是一個控制良好的參數(shù)，所以目標(biāo)交越頻率，f統(tǒng)一，應(yīng)設(shè)置為十年以下fRES若fRES小于開關(guān)頻率，f西 南部.標(biāo)準(zhǔn)“II型”補償（具有兩個極點和一個零點）可用于以下情況：f統(tǒng)一設(shè)置正確。

圖6顯示了ADP1877在同步反向SEPIC降壓/升壓拓?fù)渲胁捎脮r的反饋環(huán)路的等效電路。上盒包含功率級和電流環(huán)路;下部框包含電壓反饋環(huán)路和補償電路。

圖6.具有內(nèi)部電流檢測L環(huán)路的功率級和ADP1877的補償方案，配置在同步反向SEPIC拓?fù)渲小?/strong>

下框中的補償元件值可以按如下方式計算：

		(7)

		(8)
		(9)

GCS，轉(zhuǎn)換器的跨導(dǎo)，計算公式為：

(10)

C外是轉(zhuǎn)換器的輸出電容。ESR是輸出電容的等效串聯(lián)電阻。R負(fù)荷是最小輸出負(fù)載電阻。一個.CS是電流檢測增益，ADP1877可在3 V/V至24 V/V范圍內(nèi)以離散步長進(jìn)行選擇。Gm是誤差放大器的跨導(dǎo)，ADP550為1877 μs。V裁判是與誤差放大器正輸入相連的基準(zhǔn)電壓，ADP0為6.1877 V。

G.CS是一個與頻率無關(guān)的增益項，隨RDS（ON），次級開關(guān)的電阻增強時。預(yù)計當(dāng)該電阻和占空比D處于最低時，最高交越頻率就會發(fā)生。

為確保在最大輸出電流下未達(dá)到補償箝位電壓，電流檢測增益的最高值（一個.CS） 應(yīng)選擇服從以下不等式：

(11)

其中?IL是電感紋波電流的峰峰值。

(12)

如果添加過多的斜率補償，本節(jié)中的公式將不太準(zhǔn)確：直流增益將降低，并且由于輸出濾波器而導(dǎo)致的主極點位置的頻率將增加。

斜率補償

對于使用ADP1877實現(xiàn)的同步反向SEPIC，電流模式控制器中的次諧波振蕩現(xiàn)象2必須考慮在內(nèi)。

通過設(shè)置R坡道根據(jù)下式，采樣極的品質(zhì)因數(shù)可以設(shè)置為單位，從而防止次諧波振蕩，3若f統(tǒng)一設(shè)置得當(dāng)。

(13)

值得注意的是，作為RDS（ON）—次級開關(guān)的電阻增強時—減小，采樣極的 Q 值也隨之降低。如果再加上其他相關(guān)容差，導(dǎo)致Q小于0.25，則應(yīng)進(jìn)行仿真，以確保轉(zhuǎn)換器沒有過多的斜率補償，并且在考慮容差的情況下不是“過電壓模式”。R 的值坡道必須使ADP6的RAMP引腳產(chǎn)生200 μA至1877 μA的電流，如公式14所示。

(14)

功率組件應(yīng)力

從圖2和圖3中的電流圖可以看出，功率MOSFET在導(dǎo)通時承載電感電流的總和。因此，通過兩個開關(guān)的電流的直流分量為

(15)

通過兩個開關(guān)的電流的交流分量為

(16)

知道這些值后，可以快速計算通過每個開關(guān)的電流的均方根值。與 R 結(jié)合使用DS（開）最大在選定的MOSFET中，這些可用于確保MOSFET具有熱穩(wěn)定性，功耗足夠低以滿足效率要求。

圖7.同步反向SEPIC的理想電流波形（死區(qū)時間忽略）。

準(zhǔn)確計算初級開關(guān)中的開關(guān)損耗超出了本文的范圍，但應(yīng)該注意的是，在從高電阻狀態(tài)過渡到低電阻狀態(tài)時，MOSFET 兩端的電壓將從 ~V在 + V外至 ~0 V，流經(jīng)器件的電流將從 0 A 擺動至我外[1/（1 – D）]。開關(guān)損耗可能是這些幅度擺幅的主要損耗，在選擇反向傳輸電容（C.RSS） 和RDS（ON）成反比。

漏源擊穿電壓 (BVDSS），對于初級和次級開關(guān)，必須大于輸入電壓加上輸出電壓（見圖5）。

峰峰值輸出電壓紋波（?V脈動） 的近似值為

(17)

通過輸出電容的電流的均方根值（I rms C外） 是

(18)

峰峰值電感電流（?我L公式12中指定的）取決于輸入電壓，因此當(dāng)該參數(shù)變化時，必須確保輸出電壓紋波不超過規(guī)格，并且通過輸出電容的均方根電流不超過其額定值。

對于使用ADP1877實現(xiàn)的同步反向SEPIC，輸入電壓加上輸出電壓不得超過14.5 V，因為電荷泵電容連接到開關(guān)節(jié)點，其V在 + V外當(dāng)主開關(guān)導(dǎo)通時。

實驗室結(jié)果

圖8顯示了同步反向SEPIC的效率與5 V和3.5 V輸入的5 V輸出的負(fù)載電流的函數(shù)關(guān)系，這是需要在3.3 V和5.0 V輸入軌之間切換的應(yīng)用的常見情況，或者輸入電壓動態(tài)裕量以優(yōu)化系統(tǒng)效率的應(yīng)用。對于 1A 至 2A 負(fù)載，輸入電壓高于和低于輸出電壓，轉(zhuǎn)換器的效率達(dá)到 90% 以上。

圖8.效率與負(fù)載電流的關(guān)系。

與圖8相關(guān)的相關(guān)電源組件的物料清單如表1所示;它僅包括常見的現(xiàn)成組件。采用業(yè)界領(lǐng)先的肖特基二極管（具有低正向壓降）代替QL1的類似異步設(shè)計，在兩個輸入電壓下滿載時效率降低近10%。異步設(shè)計也將更大、更昂貴，并且可能需要昂貴的散熱器。

表 1.電源組件

指示器	部件號	制造者	價值	包	評論
QH1/QL1	FDS6572A	仙童半導(dǎo)體	20 BVDSS	二氧化硫8	功率場效應(yīng)管/6 mΩ （最大值） @ 4.5 Vgs @ 25°C Tj
L1A/B	PCA20EFD-U10S002	TDK	每繞組 3.4 μH	30 毫米 × 22 毫米 × 12 毫米	1：1：1：1：1：1 耦合電感/鐵氧體/每個繞組 35.8 mΩ（最大值）DCR

結(jié)論

許多市場對提供比輸入（升壓和降壓）更高和更低電壓的高效同相轉(zhuǎn)換器的需求正在增加。ADI公司的雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877允許用低損耗MOSFET取代功率級中常用的高損耗功率二極管。這種效率的提高可以降低成本和電路尺寸，并使系統(tǒng)能夠滿足嚴(yán)格的能源要求。通過遵循一些準(zhǔn)則，可以快速計算出用于魯棒補償?shù)慕M件值，并且使用常見的現(xiàn)成組件可以實現(xiàn)高效率。

審核編輯：郭婷