由FET四通道和二極管環(huán)組成的無(wú)源雙平衡混頻器可用作蜂窩基站收發(fā)器中的上變頻器或下變頻器。通過(guò)集成緩沖放大器和FET或二極管混頻器內(nèi)核，實(shí)現(xiàn)了需要低電平本振信號(hào)的高線性度（IP3）、低噪聲和雜散響應(yīng)上變頻器和下變頻器。緩沖放大器級(jí)中的寬帶噪聲會(huì)損害接收和發(fā)送的信號(hào)。這種噪聲可以通過(guò)單個(gè)參數(shù)來(lái)表征和指定。通過(guò)為無(wú)源混頻器IC引入以dBc/Hz為單位的噪聲參數(shù)，用戶可以計(jì)算在基站發(fā)射和接收應(yīng)用中使用該IC時(shí)與系統(tǒng)相關(guān)的損傷。

介紹

理想情況下，蜂窩基站發(fā)射器應(yīng)在自己的頻率分配內(nèi)傳輸所有功率。這帶來(lái)了挑戰(zhàn)，即使沒(méi)有由于功率放大器而導(dǎo)致頻譜重新增長(zhǎng)。上變頻發(fā)射信號(hào)中存在的寬帶殘余相位本底噪聲導(dǎo)致與接收器的共址困難。這種寬帶噪聲的電平明顯低于近載波相位噪聲，但它的電平可能足以使共址接收器耳聾。在基站發(fā)送器中使用的傳統(tǒng)分立無(wú)源二極管或FET混頻器磁芯中，LO端口匹配至50Ω，并且可以在將LO信號(hào)施加到LO端口之前濾除寬帶噪聲。在提供內(nèi)部本振驅(qū)動(dòng)器級(jí)的集成混頻器和調(diào)制器解決方案中，寬帶輸入噪聲會(huì)因內(nèi)部電路而降低。上變頻信號(hào)采用本振緩沖器輸出的頻譜裙和底線。指定和設(shè)計(jì)LO緩沖器中的較低寬帶噪聲可產(chǎn)生較低的帶外發(fā)射噪聲。這將降低前端設(shè)備中高Q值發(fā)射濾波器和雙工器濾波器的抑制要求。

蜂窩基站接收器在接收微弱帶內(nèi)信號(hào)時(shí)必須處理高電平阻塞干擾源。阻塞信號(hào)與混頻器內(nèi)核本振中的噪聲相互混合，并增加IF輸出信號(hào)頻帶內(nèi)的本底噪聲。本文回顧了基站混頻器IC和混頻器中的噪聲，并指定了一個(gè)參數(shù)來(lái)解決用作下變頻器時(shí)接收器的單音脫敏問(wèn)題和用作上變頻器時(shí)的帶外寬帶發(fā)射噪聲。

基站混頻器

無(wú)源二極管和FET環(huán)形混頻器一直是基站接收器的主力。這些器件需要大于17 dBm的大型外部本振驅(qū)動(dòng)器才能實(shí)現(xiàn)高IP3。圖1顯示了如何在基站接收器中使用無(wú)源分立混頻器。它們與驅(qū)動(dòng)表面聲波（SAW）濾波器的分立中頻放大器配合使用，需要分立LO緩沖放大器驅(qū)動(dòng)。雖然有源IC吉爾伯特混頻器具有增益，但它們不能滿足基站苛刻的線性度和噪聲要求[2，3]。然而，最近出現(xiàn)了許多新的硅混頻器IC [7]，具有非常高的線性度（IP3 = 34dBm）和低噪聲（NF = 7dB），以滿足基站的要求。這些混頻器具有內(nèi)部本振驅(qū)動(dòng)器，無(wú)需大信號(hào)外部驅(qū)動(dòng)放大器?；跓o(wú)源混頻器的IC是相互器件，與吉爾伯特單元的IC不同。它們可以用作上變頻器和下變頻器。利用級(jí)聯(lián)中頻放大器，它們可產(chǎn)生高IP3 （26dBm）和低噪聲系數(shù)（<10dB），并具有足夠的增益來(lái)抵消接收器中的SAW濾波器損耗。圖2顯示了典型高動(dòng)態(tài)范圍（HDR）混頻器IC的功能框圖。這些器件可在低至 -3dBm 的本振電平下工作。這些集成電路采用小尺寸 5mm x 5mm QFN 封裝，外形尺寸小于分立式封裝。

圖1.基站接收器中的典型二極管環(huán)或FET無(wú)源混頻器。插圖中顯示的封裝是微型電路? TTT 167（12.7mm x 9.5mm表面積）。

圖2.典型的高動(dòng)態(tài)范圍硅基站接收混頻器IC，采用5mm x 5mm封裝，內(nèi)置RF和LO巴倫、LO緩沖器、FET或二極管環(huán)形混頻器以及IF放大器功能。性能可與分立式混頻器相媲美，實(shí)現(xiàn)了更小的尺寸和更多的功能。

混頻器噪聲模型

熱噪聲是接收混頻器中最常用的指定和測(cè)量噪聲。它描述了具有50Ω匹配RF輸入端口和-174dBm/Hz （kTo）噪聲功率密度的混頻器的噪聲性能。折合到輸入端的熱噪聲是從混頻器的噪聲系數(shù)（10log10F）規(guī)格中提取的，

在RF端口存在強(qiáng)RF信號(hào)的情況下發(fā)生相互混頻。這是噪聲系數(shù)測(cè)量期間未考慮的額外噪聲。相互混合噪聲 N.rmi所指的輸入可以在特定的阻斷器級(jí)別S上進(jìn)行評(píng)估BL.給定進(jìn)入混頻器的LO本底噪聲L和帶寬B，IF處的相互混合噪聲為

如果干擾源頻率偏移與目標(biāo)信號(hào)的偏移足夠大，則假定相位噪聲平坦。這兩個(gè)噪聲源是獨(dú)立的[4]，可以如圖3所示求和。在存在阻塞信號(hào)的情況下，輸入到輸出的信噪比下降可以表示為

圖3.（a） 射頻阻塞器在功率電平（SBL），以及來(lái)自LO端口的寬帶LO噪聲。（b） 表示為兩個(gè)獨(dú)立的噪聲源，N千i 和 N.rm我。

基站系統(tǒng)對(duì)寬帶LO噪聲的要求

接收器主要用于靈敏度和由于其非理想行為而允許的接收障礙。例如，在GSM系統(tǒng)中，基站應(yīng)該能夠接收具有指定最大允許錯(cuò)誤率的-104dBm信號(hào)。由于存在干擾音，GSM基站接收器靈敏度只能降低3dB。這些干擾音電平及其與載波的偏移如圖4所示。對(duì)于帶寬B = 200kHz的GSM系統(tǒng)，阻塞電平為-13dBm（SBL），并且期望信號(hào)電平為-101dBm，可以計(jì)算寬帶LO噪聲L = 151dBc/Hz[4]。

圖4.GSM系統(tǒng)中的干擾電平與偏移頻率的關(guān)系。

允許基站發(fā)射機(jī)發(fā)送符合帶內(nèi)和帶外信號(hào)頻譜模板的信號(hào)。GSM還指定-98dBm為接收頻段中允許的最大發(fā)射能量[8]。如果基站以43dBc/Hz的寬帶噪聲傳輸20dBm（160W），則-117dBm/Hz（43 -160）會(huì)溢出到位于同一位置的接收器中。200kHz的GSM接收頻段（B）的集成噪聲電平為-64dBm。這種噪聲會(huì)在接收頻段中產(chǎn)生不必要的干擾，比-4dBm的最小可接收信號(hào)電平高出104dB。將發(fā)射器和接收器連接到一個(gè)天線的雙工器必須提供從-60dBm到遠(yuǎn)低于-98dBm的足夠敲擊發(fā)射噪聲。發(fā)射混頻器IC中產(chǎn)生的寬帶噪聲越多，雙工器中對(duì)接收頻段的濾波要求就越多。

基站混頻器IC中寬帶噪聲的特性參數(shù)L

接收器外殼

高線性度無(wú)源混頻器IC中的本振緩沖放大器設(shè)計(jì)用于為混頻器內(nèi)核提供恒定的更高電平驅(qū)動(dòng)，具有不同的輸入信號(hào)電平范圍。這些緩沖器的輸出是直接驅(qū)動(dòng)混頻器內(nèi)核的高電平信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)高線性度（IP3）。無(wú)源混頻器IC中使用的飽和本振緩沖器會(huì)降低濾波低電平輸入的寬帶信噪比。寬帶本底噪聲可以濾波至-174dBm/Hz。在0dBm信號(hào)電平下，ICLO端口輸入端的寬帶信噪比為174dBc。實(shí)用的IC本振、大信號(hào)緩沖器無(wú)法將該比率降低到155dBc/Hz以下，以滿足系統(tǒng)要求。這些緩沖器位于非50Ω系統(tǒng)的芯片內(nèi)部，我們無(wú)法訪問(wèn)LO緩沖器輸出，但我們?nèi)匀豢梢詼y(cè)量這些緩沖放大器的信噪比下降。接收混頻器中的這種劣化是通過(guò)使用阻塞信號(hào)并測(cè)量50Ω IF端口的噪聲輸出來(lái)表征的。公式4中描述的特性參數(shù)L（以dBc/Hz為單位）可以從噪聲測(cè)量中推導(dǎo)出來(lái)[4]。

圖5中的曲線顯示了基于PCS/DCS/UMTS頻段、基于無(wú)源混頻器的下變頻器（MAX9994）的RF-IF-SNR下降與阻塞電平的關(guān)系。這是公式4與本振噪聲L的函數(shù)關(guān)系，單位為dBc/Hz。圖中標(biāo)識(shí)了四個(gè)不同的噪聲區(qū)域。在低RF阻斷器水平下，SNR下降主要是熱的F。熱噪聲是通常指混頻器的“噪聲系數(shù)”。隨著阻塞電平的增加，我們看到一個(gè)區(qū)域2，其中熱噪聲和相互混合的本振噪聲同樣導(dǎo)致SNR下降。區(qū)域3是特性的直線部分，其中SNR下降主要由本振噪聲決定。基站接收混頻器設(shè)計(jì)用于處理區(qū)域 3 中的阻塞電平。數(shù)據(jù)點(diǎn)表明仿真和測(cè)量與公式3和4描述的模型之間具有良好的匹配。在區(qū)域4中，測(cè)量數(shù)據(jù)與特性曲線之間的偏差很明顯。這是由于簡(jiǎn)單模型中未考慮的壓縮效應(yīng)。

圖5.MAX9994 HDR混頻器IC噪聲隨RF電平變化的特性曲線。曲線的各個(gè)區(qū)域和主要貢獻(xiàn)者被突出顯示。接收混頻器設(shè)計(jì)用于曲線直線部分的阻塞電平。

MAX9994下變頻器具有無(wú)源混頻器與IF放大器級(jí)聯(lián)。下變頻器設(shè)計(jì)為標(biāo)稱增益為8.5 dB，NF = 9.5dB，P1 dB = 13 dBm，需要220mA直流電流。輸入交調(diào)截點(diǎn)（IP3）標(biāo)稱值為26dBm至27dBm。阻塞條件下的SNR退化可以使用我們的微波雜志文章[4]中描述的設(shè)置來(lái)測(cè)量。信噪比在/信 噪 比外阻塞電平為 5dBm 時(shí)為 19 dB。這是通過(guò)在阻塞條件下測(cè)量下變頻信號(hào)的輸出本底噪聲來(lái)注意到的。該點(diǎn)位于圖160中的L = -5dBc/Hz曲線上。該區(qū)域非常適合表征LO噪聲（L），因?yàn)榫彌_器-放大器噪聲是累積SNR下降的主要原因，而熱噪聲可以作為一階近似忽略。我們可以交叉檢查19 dBSNR下降產(chǎn)生的LO噪聲。將噪聲與輸入端聯(lián)系起來(lái)，我們有Ni = -174 + 19 = -155dBm/Hz。由于使用的阻塞電平為5dBm （Si），因此信噪比L = -160dBc/Hz。

變送器外殼

MAX2039采用無(wú)源FET混頻器，具有與MAX9994相同的LO緩沖器。MAX9994的IF放大器在內(nèi)部旁路。該 IC 可用作上變頻器或下變頻器。轉(zhuǎn)換損耗（Lc） 在這兩種情況下均為 7.0dB。IP3作為下變頻器為34.5dBm，作為上變頻器為33.5dBm。當(dāng)用作上變頻器時(shí)，由“接收器部分”中的接收器測(cè)量確定的相同LO噪聲參數(shù)也應(yīng)確定RF端口的寬帶輸出本底噪聲。為此，本振緩沖放大器噪聲（L）與下變頻器中輸入RF阻塞器的相互混頻應(yīng)與IF信號(hào)與最終到達(dá)RF發(fā)射端口的噪聲（L）的相互混頻相同。如果在MAX9994中使用與MAX2039相同的無(wú)源混頻器和緩沖放大器，那么我們應(yīng)該能夠使用相同的L來(lái)推導(dǎo)MAX2039的寬帶發(fā)射噪聲。我們的目標(biāo)是使用接收測(cè)量確定的L來(lái)推斷發(fā)射噪聲并通過(guò)測(cè)量來(lái)驗(yàn)證發(fā)射噪聲。

在特征的區(qū)域3中存在阻斷劑的情況下，例如P射頻= 5dBm，中頻放大器未被壓縮。MAX9994中無(wú)源混頻器輸出端的本底噪聲較高（P在， mc+ L = 5 - 7 + 160 = -158-dBm/Hz），與IF放大器的輸入折合噪聲（2.5 - 174dBm/Hz）相比。該噪聲被IF放大器放大，最終到達(dá)MAX9994的輸出端。因此，MAX9994無(wú)源混頻器部分的LO噪聲測(cè)量不受IF放大器的干擾。

使用LO噪聲，L = 160dBc/Hz由無(wú)源混頻器在接收模式下工作確定，轉(zhuǎn)換損耗Lc對(duì)于混頻器，可以得出以下變送器。對(duì)于10dBm的輸入IF信號(hào)電平，輸出端有3.0dBm的RF信號(hào)，本底噪聲為3 - 160 = -157dBm/Hz。當(dāng)設(shè)置中被22.0 dB的外部RF增益放大時(shí)，本底噪聲應(yīng)產(chǎn)生N外= -135分貝/赫茲。圖6中的測(cè)量設(shè)置證實(shí)了這一點(diǎn)。因此，我們可以使用在[4]中描述的阻塞噪聲測(cè)量中推導(dǎo)出的一個(gè)參數(shù)L（dBc/Hz）來(lái)確定發(fā)射本底噪聲。

圖6.測(cè)量上變頻器的RF輸出噪聲的實(shí)驗(yàn)設(shè)置。

結(jié)論

我們研究了LO噪聲對(duì)基站接收和發(fā)射混頻器的影響。具體而言，在緩沖放大器級(jí)驅(qū)動(dòng)的倒易FET和二極管內(nèi)核混頻器上進(jìn)行本振SNR測(cè)量可產(chǎn)生

阻塞條件下下變頻接收器的SNR退化（脫敏），以及

確定作為上變頻器工作時(shí)RF輸出端的本底噪聲。

我們已經(jīng)證明，對(duì)于基于基站無(wú)源混頻器的IC，一種LO噪聲規(guī)格L（dBc/Hz）可以評(píng)估發(fā)射和接收應(yīng)用中的系統(tǒng)損傷。

審核編輯：郭婷