隔離驅(qū)動被廣泛的應(yīng)用在工業(yè)產(chǎn)品中，其供電隔離電源的設(shè)計是隔離驅(qū)動設(shè)計的關(guān)鍵一環(huán)。傳統(tǒng)的隔離驅(qū)動供電方案多數(shù)采用反激或推挽結(jié)構(gòu)，而與這兩種方案進(jìn)行對比，LLC諧振變換器有著自己獨有的優(yōu)勢，高功率密度，低噪聲，低成本。

由于系統(tǒng)的可靠性、冗余性等問題，集中式控制的供電架構(gòu)逐漸向分布式開環(huán)方法發(fā)展。開環(huán)控制，如50%占空比的推挽結(jié)構(gòu)被廣泛的使用在提供隔離供電的場景中。然而副邊的高dv/dt會通過變壓器原副邊的寄生電容耦合到原邊，產(chǎn)生噪聲，甚至影響原邊控制器的工作。若想減小變壓器原副邊的寄生電容，可采用增大變壓器原副邊的距離或使用變壓器槽式結(jié)構(gòu)的方法。然而這會使得變壓器的漏感變大。漏感的增加會產(chǎn)生電壓尖峰使得開關(guān)管的應(yīng)力增大，同時漏感的能量會造成較大的功率損耗，影響電源的效率。為了在不降低系統(tǒng)性能的情況下，使用更小寄生電容，更大漏感的變壓器，可以利用LLC諧振變換器。在這種隔離拓?fù)渲?，?dāng)變壓器的漏感較大，諧振電容可以對其進(jìn)行補償。

TI最新發(fā)布的UCC25800-Q1開環(huán)LLC變壓器驅(qū)動控制芯片集成了半橋功率電路、控制電路、保護(hù)電路以簡化隔離電源的設(shè)計。上文所敘述的LLC諧振變換器相對其他隔離電源方案的優(yōu)點可以通過該控制器來實現(xiàn)，可以最大程度的減小由高速開關(guān)器件所產(chǎn)生的EMI噪聲。并且由于LLC拓?fù)浔旧硭氂械能涢_關(guān)特性，也會使得整個變換器的噪聲減小、效率提高。

1 UCC25800-Q1簡要介紹

UCC25800-Q1是一款開環(huán)LLC驅(qū)動器，內(nèi)部整合了半橋功率電路（含MOS驅(qū)動），控制電路，保護(hù)電路等。除了上文所述對變壓器漏感進(jìn)行補償及變壓器原副邊傳導(dǎo)噪聲減小之外，這款控制芯片中的軟起動功能也顯著減小了變換器開機時的沖擊電流。除此之外，UCC25800-Q1的特點如下：

9~34V的輸入電壓范圍

極低的EMI

24V輸入時最大6W的輸出功率

通過外部電阻可設(shè)置100kHz~1.2MHz開關(guān)頻率，也可通過外部同步

可設(shè)置最大死區(qū)時間

輸入過壓、欠壓保護(hù)，輸出過流保護(hù)（保護(hù)閾值可調(diào)整），芯片過溫保護(hù)

控制IC可被外部關(guān)斷

系統(tǒng)智能故障代碼輸出功能

8引腳DGN封裝

UCC25800-Q1的引腳功能及簡要介紹如下：

引腳	引腳功能	備注
SYNC	外部同步時鐘信號輸入	當(dāng)使用這一引腳進(jìn)行同步時，控制器內(nèi)部半橋逆變MOS的驅(qū)動信號在SYNC引腳電壓的上升沿產(chǎn)生，所以開關(guān)頻率為同步信號頻率的一半。當(dāng)不使用該功能時，該引腳可以對地接任意電阻或直接開路均可。
	控制器關(guān)斷引腳（低電平時關(guān)斷）及故障代碼輸出引腳	可通過該引腳查看變換器的故障信息。
VREG	參考電壓輸出引腳（5V）	該引腳輸出端與GND之間去耦電容布局布線應(yīng)使得整個回路盡可能的短。
OC/DT	該引腳用來配置變換器中半橋電路的最大死區(qū)時間和過流保護(hù)閾值	配置方法見下文。
VCC	變換器和控制芯片的供電引腳。	該引腳與GND之間的濾波電容的布局布線應(yīng)使得回路盡可能短，以提高效率、減小EMI噪聲。
SW	半橋電路的輸出引腳
GND	變換器和控制器的GND引腳
RT	變換器開關(guān)頻率配置引腳	變換器開關(guān)頻率的具體配置方法見下文。

2 基于UCC25800-Q1的典型設(shè)計參考

在這一部分中，為了方便進(jìn)行具體的講解，本節(jié)以基于UCC25800-Q1的一款隔離電源設(shè)計為例，對芯片外圍元器件參數(shù)和系統(tǒng)參數(shù)選取進(jìn)行詳細(xì)說明。本電源設(shè)計的參數(shù)指標(biāo)如下：

開關(guān)頻率1MHz;

輸入電壓+15V，單路輸入，三路隔離輸出;

輸出電壓+15V/-5V;

單路輸出功率2W;

電路副邊使用的是倍壓整流方式，這種整流方式常見于高電壓低電流的應(yīng)用場景中。整個電路的拓?fù)淙鐖D2所示，其中Lm是變壓器的勵磁電感，Lr為變壓器的等效漏感，利用倍壓整流的電容對漏感進(jìn)行諧振。半橋電路的輸出電壓幅值為0.5*VIN，經(jīng)過倍壓后電壓幅值翻倍。當(dāng)考慮整流二極管的導(dǎo)通壓降（VF）之后，整個變換器的直流增益可以用以下公式來計算：

圖2 LLC諧振變換器

2.1頻率的設(shè)置（SYNC引腳和RT引腳）

跟據(jù)LLC諧振變換器的直流增益特性可以將其分為三個工作區(qū)域，如圖3所示。在這張圖中，橫軸是以諧振頻率為基準(zhǔn)的開關(guān)頻率的標(biāo)幺值，豎軸時電路的電壓增益。

圖3 LLC的直流特性曲線

當(dāng)LLC諧振變換器的開關(guān)頻率fsw設(shè)置在不同數(shù)值時，變換器的工作狀態(tài)也不同（圖中的fr為變換器中Cr與Lr串聯(lián)諧振的諧振頻率，frp為Cr與Lr、Lm三者共同串聯(lián)諧振時的諧振頻率）：

當(dāng)工作在區(qū)域1和區(qū)域2時，變換器的輸入阻抗為感性，半橋電路的MOSFET工作在ZVS（零電壓開關(guān)）區(qū)域。當(dāng)變換器的開關(guān)頻率大于fr時，副邊的二極管工作在電流連續(xù)模式，不能實現(xiàn)ZCS （零電流開關(guān)），會產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗。

當(dāng)工作在區(qū)域3時，變換器的輸入阻抗為容性，半橋電路的MOSFET工作在ZCS區(qū)域。當(dāng)MOSFET實現(xiàn)ZCS時，損耗會比ZVS要大一些。

當(dāng)利用UCC25800-Q1進(jìn)行變換器的設(shè)計時，無論是采用外部同步信號還是RT引腳電阻在芯片內(nèi)部設(shè)置頻率，開關(guān)頻率應(yīng)設(shè)計為諧振頻率的90%。

開關(guān)頻率的設(shè)置有兩種情況，有外部同步信號（SYNC引腳）和無外部同步信號兩種。

當(dāng)無外部同步信號時，變換器的開關(guān)頻率通過RT引腳的電阻進(jìn)行設(shè)置。開關(guān)頻率為fsw=RRT*10Hz/?。如果該引腳開路或者電阻值超過100kΩ，系統(tǒng)會在默認(rèn)的1.2MHz下工作。

當(dāng)有外部同步信號時，在1.5ms的軟啟動進(jìn)程中，外部的同步信號被忽略。當(dāng)軟啟動結(jié)束之后，如果該滿足一定的頻率范圍（RT管腳電阻所設(shè)置頻率的2.3倍到2.6倍），變換器則應(yīng)用該信號進(jìn)行工作。若同步信號的頻率不在范圍之內(nèi)，則使用RT引腳的設(shè)置的開關(guān)頻率來進(jìn)行工作。

若要制作一固定輸出的LLC諧振變換器，可直接通過RT引腳設(shè)置一固定開關(guān)頻率。再針對變壓器的漏感值選取相應(yīng)參數(shù)的諧振電容。若想通過SYNC引腳的外部輸入方波同步信號進(jìn)行同步，則外部輸入的頻率應(yīng)在RT引腳配置的頻率范圍。，若在設(shè)計、調(diào)試的過程中需要進(jìn)行有效的調(diào)頻調(diào)壓，應(yīng)選用勵磁電感與漏感的比值Lp/Ls較小的變壓器，使獲得相同增益的頻率變化范圍變窄。

設(shè)計示例：

所設(shè)計的隔離電源的開關(guān)頻率是1MHz，通過RT引腳實現(xiàn)對變換器的頻率進(jìn)行配置。此時則可將SYNC引腳開路。理論上RRT應(yīng)為100k?，實際應(yīng)用中我們使用97.6k?。電路原理圖見圖5。

2.2 變換器最大死區(qū)時間、過流保護(hù)點設(shè)置（OC/DT引腳）

變換器最大死區(qū)時間設(shè)置：

半橋電路同一橋臂的兩開關(guān)管之間應(yīng)設(shè)置一死區(qū)時間，避免電路直通過流。同時，LLC諧振變換器中開關(guān)管的漏源極間的寄生電容在死區(qū)時間內(nèi)被充分放電，實現(xiàn)有效的ZVS，減小損耗和EMI噪聲。

該引腳對最大死區(qū)時間進(jìn)行設(shè)置是通過設(shè)置該點的電壓進(jìn)行的。通常我們可以選擇開關(guān)周期的5%~10%作為最大死區(qū)時間。

在一定范圍內(nèi)的最大死區(qū)時間可以按照如下公式進(jìn)行配置：

DTMAX=150ns*V/(VOC/DT-0.9V) (2)

VOC/DT=150ns*V/DTMAX+0.9V (3)

公式(3)根據(jù)所需死區(qū)時間來配置外圍電路。

其余情況下對應(yīng)的引腳電壓和最大死區(qū)時間如下：

變換器的過流保護(hù)機制：

UCC25800-Q1提供兩種保護(hù)機制：OCP1只對半橋電路下管采樣。如果在2ms期間內(nèi)，下管電流在每個開關(guān)周期內(nèi)都超過過流保護(hù)點（IOCP），OCP1保護(hù)會被觸發(fā)；OCP2對上下管均采樣，當(dāng)上下管電流超過5倍IOCP過流保護(hù)點，長于100ns時，OCP2 保護(hù)被觸發(fā)。

除此之外，軟啟動期間，OCP1被禁止，OCP2的門限被固定在5*IOCPMAX（5A）。軟啟動之后，OCP1開始啟用，門限為IOCP。OCP2的門限變?yōu)闉?*IOCP。這里的IOCP可以由用戶自行配置。當(dāng)OCP1或OCP2被觸發(fā)后，控制芯片的關(guān)斷時間等機制詳見手冊圖12-9、圖12-10。

變換器的過流保護(hù)點配置：

UCC25800-Q1 OC/DT引腳內(nèi)部有一50μA直流源。該直流源用于設(shè)置IOCP的大小，通過配置OC/DT引腳外的戴維南等效電阻來完成。具體配置關(guān)系見下表所示：

根據(jù)表1設(shè)置Rth（該電阻為引腳上/下分壓電阻的并聯(lián)，即上文所述的戴維南等效電阻）。再根據(jù)最大死區(qū)時間（引腳復(fù)用），可計算出具體的上/下分壓電阻值。

設(shè)計示例：

本設(shè)計中，變換器開關(guān)周期為1000ns，最大死區(qū)時間為開關(guān)周期的5%~10%，則該引腳電壓應(yīng)為3.9V左右。其次，三路輸出均為20V/1.2W，則輸出電流為3*1.2W/20V=180mA，要設(shè)置電路的過流保護(hù)，需計算 UCC25800-Q1的SW引腳的輸出電流，計算過程如下：

倍壓整流副邊電流的有效值為Irms-s=π*IOC/1.414=399.92mA；

原邊電流的有效值為Irms-p=Irms-s*1.5=599.88mA；

原邊電流的峰值為IpKp=599.88mA*1.414=848.36mA；

將原邊電流峰值預(yù)留30%~50%的裕量，電流保護(hù)門限為1102.4mA~1272mA，超過1A，故OCP setting為OCP1_6，Rth應(yīng)介于2.45k?到2.55k?之間。最終經(jīng)過計算，選取上分壓電阻為3.24 k?，下分壓電阻為12.4k?，原理圖見圖5。

2.3 主電路設(shè)計參考：

2.3.1變壓器的選型

根據(jù)輸入輸出電壓確定匝比

根據(jù)功率等級、原副邊電流額定電流選取變壓器

根據(jù)頻率選取磁材料

根據(jù)變壓器的伏微秒乘積選取磁芯

在變壓器的選型中盡量選取原副邊之間的耦合電容較小的槽式變壓器，可盡量減小噪聲的傳導(dǎo)。其他電路元件選型將同變壓器一起在參考設(shè)計中講述。

變壓器選型參考：

本例中，變壓器匝比為15V/(20V+1V)，其中1V約為兩個肖特基二極管的壓降，理論匝比為1:1.4。原副邊電流峰值分別為848mA、565mA，變壓器原邊的伏微秒乘積為1.875V· s最終選取的變壓器為Wuerth Elektronik公司的760301107，其匝比為1:1.5，伏微秒乘積為40.8V· s，變壓器的具體參數(shù)詳見手冊。

2.3.2諧振電容的選取

LLC諧振變換器應(yīng)工作在欠諧振狀態(tài)，故諧振頻率可設(shè)定為1.1~1.15倍的開關(guān)頻率，再根據(jù)Cr和Lr的串聯(lián)諧振去計算Cr的值。可參考下式進(jìn)行：

開關(guān)頻率1MHz，諧振頻率應(yīng)在1.1MHz~1.15MHz之間。變壓器的漏感為2.9uH，最終計算得Cr應(yīng)在6.6nF~7.22nF。倍壓整流中兩電容分別為3.3nF~3.61nF， 為諧振電容的一半。最終選取的電容為GRM216R71H332KA01D，3.3nF。

2.3.3平衡電阻的添加

半橋逆變電路的電容兩端應(yīng)并聯(lián)平衡電阻，使得變換器工作時電容的均壓能力變強，也避免芯片在有VCC供電，而長時間關(guān)斷之后啟動時出現(xiàn)暫態(tài)電流沖擊觸發(fā)過流保護(hù)。本例中在串聯(lián)的兩電容兩端均并聯(lián)100kΩ的電阻。

2.3.4整流二極管的選取

整流二極管除了考慮耐壓等級、通流能力外，還應(yīng)針對開關(guān)頻率選取肖特基二極管。本例中選取的為PMEG6010CEGWJ。

2.3.5負(fù)壓的產(chǎn)生

在設(shè)計背景下，需要15V/-5V兩路輸出，將電壓分為兩路有如下幾種方式供參考：

圖4 分離單路輸出為兩路方案

本例中采用第一種方式對輸出進(jìn)行分離，選取一5.1V的穩(wěn)壓管產(chǎn)生負(fù)壓。若需要高穩(wěn)壓精度，可以采用2或3方式。方式2在負(fù)壓端添加一電壓基準(zhǔn)可實現(xiàn)負(fù)壓穩(wěn)壓。方式3中在負(fù)壓端采用電壓基準(zhǔn)的情況下，在正壓端添加一線性穩(wěn)壓電路實現(xiàn)對正端的穩(wěn)壓。

3 參考設(shè)計原理圖及測試結(jié)果

3.1 參考設(shè)計原理圖

參考設(shè)計的原理圖見圖5所示：

圖5 參考設(shè)計原理圖

3.2 設(shè)計結(jié)果及分析

1) 輸出電壓調(diào)整率及效率

負(fù)載調(diào)整率曲線：

+15V輸出電壓負(fù)載調(diào)整率

-5V輸出電壓負(fù)載調(diào)整率

2）變換器的開機輸出電壓波形

3）SW引腳的電壓電流波形：

圖6 SW引腳電壓電流波形

通過測試結(jié)果和實驗波形可以看到，變換器工作在欠諧振狀態(tài)，在輸入源穩(wěn)定、輸出功率3.6W的情況下，保持高效率和電壓精度工作。

4 補充-開關(guān)管驅(qū)動功率的計算

隔離電源的輸出功率取決于開關(guān)管驅(qū)動電路所需的功率大小。這一部分對開關(guān)管所需的驅(qū)動功率計算進(jìn)行簡要補充介紹。

開關(guān)管的驅(qū)動是通過驅(qū)動電壓信號對開關(guān)管的柵極（門極）結(jié)電容充放電進(jìn)行的。對于驅(qū)動功率的計算，可以采用下公式進(jìn)行：

其中， 為負(fù)載開關(guān)產(chǎn)生的動態(tài)損耗； 為隔離電源在驅(qū)動芯片輸出級的靜態(tài)損耗。 Qg為開關(guān)管的柵極（門極）電荷，可在規(guī)格書中獲得； Vg為驅(qū)動電壓的壓差，若以+15V/-5V作為開關(guān)管的驅(qū)動電壓，那么Vg為20V；fsw為開關(guān)管的工作頻率。

以一款IGBT（F3L300R12MT4_B22）為例：

從數(shù)據(jù)手冊中得知Qg為2.25 μC，且該IGBT工作在10kHz。針對驅(qū)動芯片輸出級的靜態(tài)損耗，以 單通道隔離驅(qū)動UCC5350為例，規(guī)格書ICC為1.1mA，最終算得所需的驅(qū)動功率為：

若該IGBT應(yīng)用在三相六開關(guān)逆變器中，設(shè)計一組三路輸出的隔離電源對上管的隔離驅(qū)動進(jìn)行供電，則所設(shè)計的隔離電源總輸出功率應(yīng)大于1.416W（0.472W*3）。

審核編輯：郭婷