引言

隨著計算機 、 通訊和網(wǎng)絡(luò)技術(shù) 的迅猛發(fā)展 ， 低壓大電流 DC／ DC變換器成為 目前一個重要的研 究課題。傳統(tǒng)的二極管或 肖特基二極管整流方式 ，由于正向?qū)▔航荡?，整流損耗成為變換器的主 要損耗 。功率 MOSFET導(dǎo)通電阻低 、 開關(guān)時間短 、輸入阻抗高，成為低壓大電流功率變換器首選的 整流器件。

1 同步整流正激變換器

圖 l給出的是一種電壓 自驅(qū)動同步整流正激 變換器 ，圖 1中兩個與變壓器耦合 的分離輔助繞組N4、 N5用來分別 驅(qū)動兩個 同步整流管 S201 、 S202。當主開關(guān)管導(dǎo)通時 ，變壓器副邊繞組上正下負 ，S201柵極電壓為高，導(dǎo)通整流；主開關(guān)管截止時，副邊繞組下正上負， 續(xù)流S202柵極為高， 導(dǎo)通續(xù)流。

正激變換器 中，同步整流S201。的運行情況與 變壓器磁復(fù)位方式有關(guān)。如果采用如圖1所示的 輔助繞組復(fù)位電路，在復(fù)位結(jié)束過程之后，變壓器 電壓保持 為零的死區(qū)時間內(nèi)，輸出電流流經(jīng)續(xù)流 同步整流管S202， 但是S202柵極無驅(qū)動 電壓 ， 所以

輸出電流必須流經(jīng)S202 的體二極管。MOSFET體二極管的正向?qū)妷焊?，反向恢復(fù)特性差 ， 導(dǎo)通損耗非常大 ，這就使采用 MOSFET整流的優(yōu)勢大打折扣， 為了解決這一問題， 較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯(lián)一個 肖特基二極管D201在S202截止的時間內(nèi)， 代替S202的體二極管續(xù)流， 這一方法增加的元件不多， 線路簡單， 也很實用。

為了優(yōu)化驅(qū)動波形 ，可以采用分離 的輔助繞 組來分別驅(qū)動兩個同步整流管 ，比起傳統(tǒng)的副邊繞組直接驅(qū)動 的同步整流變換器來說 ，這種驅(qū)動 方式無工作電流通過驅(qū)動繞組 ，因此不需要建立 輸 出電流的時間 ， MOSFET能夠迅速開通 ，開通時的死 區(qū)時間即體二極管導(dǎo)通 的時間減少了一半 。另一方面驅(qū)動電壓不只局限于副邊電壓 ，可以通 過調(diào)整輔助線圈來得到合適的驅(qū)動電壓。

輕載條件下的同步整流

對于正激變換器 ， 在主開關(guān)管截止的時間里 ，輸出電流是靠輸出儲能 電感里的能量維持 的，因此變換器有兩種可能 的運行情況 ：電感電流連續(xù) 模式( CCM， continuouscurrentmode) 和電感電流 斷續(xù)模式(DCM，discontinuouscurrentmode)。

2． 1 電感電流連續(xù)模式 CCM

當負載電流較大時 ，電感電流在整個周期內(nèi)都不會下降到零，每個開關(guān)周期可以分為兩個階段 ，在t1階段 ，S201導(dǎo)通 ， S202截止，電感兩端的電壓為Vs一Vo( 其中，Vs為變壓器副邊繞組 電壓 ，Vo為 變換器輸出電壓 )，電感電流持續(xù)上升；t2階段，S201關(guān)斷，S202導(dǎo)通，電感兩端電壓為-Vo，電感電壓持續(xù)下降。穩(wěn)態(tài)時， 一個開關(guān)周期內(nèi)， 濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等，故變換器輸出的 負載電流平均值Io就是iL的平均值 ，由于負載電流較大，電感電流iL在整個周期中都不會下降至零，電感電流方向不發(fā)生變化，如圖 2( a) 所示 。

當負載電流Io減小時，ILmax和ILmin，都減小，當負載電流Io減小到使ILmin在Toff結(jié)束時恰好為零，2(b) 所示 ， 此時的負載 電流稱之為臨界電流

當負載電流進一步減小時，對于副邊采用傳 統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激變換器來說 ，將會出現(xiàn)電感電流斷續(xù) 的工作情況， 如圖 2( C) 所示。

當副邊采用同步整流工作時，由于續(xù)流MOSFET的雙向?qū)ǖ奶匦裕沟么藭r的電感電流能夠反向， 如圖2(d) 所示，產(chǎn)生環(huán)流。有了環(huán)流 就會消耗環(huán)流能量。這個能量的大小和輸出濾波 電感有關(guān) ， 輸 出濾波電感越小，環(huán)流就會越大，環(huán)流能量越大 ， 損耗也越大。所以由于同步整流器不 能從 CCM模態(tài) 自動切換到 DCM模態(tài) ，輕載時就 會產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗 、開關(guān)驅(qū)動損耗 和開關(guān)損耗使得變換器輕載時的效率較低。

為了避免電感電流輕載時反向形成環(huán)路電流 ， 可以采用如圖 3所示 的驅(qū)動電路 。S201、S202為兩個同步整流管 ，Vdd為一基準電壓，R211和R212分壓后產(chǎn)生一個電壓給定值加在比較器的同向輸人端 ，比較器的反向輸人端接在輸出電流取樣電阻R210上。當輸 出電流高于臨界輸出電流 ，比較器輸出高電平 ，主開關(guān)管截止期間 ， S202、S203導(dǎo)通 ， 高電位加至續(xù)流 MOSFET S202柵極 ，S202導(dǎo)通續(xù)流 ；當輸出電流低于臨界電流時，比較器輸出低電位，S204、S203、S202均截止 ，這個時候 的續(xù)流工作就交由與S202并聯(lián)的肖特基管D201完成， 由于肖特基的單向?qū)щ娦员苊饬谁h(huán)路電流的形成。

值得注意的是，續(xù)流 MOSFET一定要在反向電流產(chǎn)生前截止。如果 已經(jīng)產(chǎn)生了反 向電流以后 才使 MOSFET截止， 此時反向電流迅速下降， 產(chǎn)生很大的 di／dt， 會在續(xù)流 MOSFET源極和漏極兩端產(chǎn)生很高 的電壓尖峰 ，這個電壓尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐壓 ， 使續(xù)流 MOSFET擊穿 ，如圖4的試驗波形所示 。

在這種控制方式下 ，重載時 由續(xù)流同步整流 管續(xù)流， 輕載時由肖特基管續(xù)流， 電感電流將進入 DCM模 式 ， 這樣減少 了導(dǎo)通損耗 ，提高了輕 載時 變換器的效率 。

2． 2 電感電流斷流模式(DCM)

在這種情況下， 每個周期可以分為三個 階段 ，t1 和t2階段 同上述 CCM相同。如果在進入t3時刻 時，電感兩端電壓和電感電流精確為零 ，電路就剛好處于穩(wěn)態(tài)，不會出現(xiàn)振蕩，但實際電路中， 很難保證這兩個條件的滿足。

在t3階段，S201和S202均處于關(guān)斷狀態(tài)，由電感L201寄生電容Cp，負載電容C201與負載并聯(lián)構(gòu)成了LC振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為

這個頻率往往很高，會在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩，也就是通常所說的振鈴現(xiàn)象，這個過程通常來說是欠阻尼振蕩，如圖5的試驗波形所示。

由于DCM模式能夠避免輕載時環(huán)路電流的產(chǎn)生，卻可以大大提高了變換器輕載時的效率。兩種電路模式的效率對比如圖6所示。

在輕載工況下，采用關(guān)斷續(xù)流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下，可以顯著提高同步整流變換器輕載時的效率。實驗證明，采用如圖3所示的電路能夠完成輕載時副邊電流CCM到DCM的轉(zhuǎn)化，是提高正激變化器輕載效率的一種可行的方法。