本期，我們將介紹LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的詳細知識。

電感器-電感器-電容器 （LLC）諧振轉(zhuǎn)換器具有幾個極具吸引力的特性，適用于需要隔離式直流/直流轉(zhuǎn)換器的應用，這些特性包括極小的開關損耗、在低于諧振頻率時不會進行反向恢復，以及承受變壓器內(nèi)較大漏電感的能力。

挑戰(zhàn)

在設計具有寬工作范圍的 LLC 轉(zhuǎn)換器時，一個主要挑戰(zhàn)在于增益曲線相對于等效負載電阻的行為。這是因為隨著品質(zhì)因數(shù) (Qe) 的增加，可達到的最大增益會降低，與此相反，可達到的最小增益會隨著Qe的降低而增加。下面的圖 1 展示了這種情況。

方程式 1

方程式 2

圖 1： LLC 增益曲線表明，隨著 Qe 的增加，可達到的最大增益會減小

這種行為使得很難在功率級和合理的開關頻率范圍內(nèi)保持合理的均方根 (RMS) 電流。需要降低電感比 (Ln) 以減小所需的頻率范圍；但是，較低的電感比會增加功率級中的磁化電流。本文將闡述設計具有寬工作電壓范圍的 LLC 轉(zhuǎn)換器的五個技巧。

使用可重新配置的整流器

擴展 LLC 轉(zhuǎn)換器工作范圍的一種潛在方法是實現(xiàn)可重新配置的整流器，如圖 2 所示。

圖 2：展示了具有可重新配置整流器的 LLC 轉(zhuǎn)換器，該整流器可重新配置為全橋或倍壓器

在此結構中，您可以使用比較器來查看輸出電壓并決定運行模式，從而將整流器配置為全橋或倍壓整流器。作為全橋整流器運行時，可使用公式 3 計算輸入到輸出傳遞函數(shù)。

方程式 3

在用作倍壓整流器時，輸入到輸出傳遞函數(shù)為：

方程式 4

圖 3 顯示了LLC 的開關頻率與輸出電壓間的關系，使用上述方法從 450V 固定輸入實現(xiàn) 140V 至 420V 的輸出電壓范圍。該數(shù)據(jù)是通過輸出端的 800mA 負載收集而來。請注意在 200V 處的跳變，此時比較器從全橋切換到倍壓器模式。

圖 3: LED 驅(qū)動器參考設計中的開關頻率與輸出電壓間的關系

盡可能減小繞組和整流器電容

如果工作點降至最小增益曲線以下，LLC 控制器會被強制在突發(fā)模式下運行，以確保輸出電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)。突發(fā)模式會導致較高的低頻輸出紋波電壓。對于需要在輕負載和最小輸出電壓條件下具有極低輸出紋波的應用，這會造成一個問題。

在這種情況下，必須盡可能減小變壓器內(nèi)的繞組電容，以及整流器的輸出電容 (Coss) 或結電容 (Cj)。在高于諧振頻率的條件下運行時，這些寄生電容將導致增益曲線反轉(zhuǎn)。圖 4 顯示了輕負載時 LLC 增益曲線的傳統(tǒng)一次諧波近似 (FHA) 計算方法，以及考慮到功率級中所用整流器的繞組電容和 Coss 時相同的 LLC 增益曲線。

圖 4：輕負載條件下，寄生電容對 LLC 增益曲線的影響

特別注意變壓器內(nèi)的繞組層疊并選擇整流器元件，可更大限度地減少這種增益曲線反轉(zhuǎn)效應。使用SIC 二極管或GaN 高電子遷移率晶體管(HEMT)等寬帶隙器件作為整流器，可使 Coss 大幅低于 Si MOSFET 或二極管。

使用具有高頻跳躍模式的 LLC 控制器

與正常開關可實現(xiàn)的增益相比，高頻跳躍模式可以實現(xiàn)更低的增益。以下是一個100W 半橋LLC 轉(zhuǎn)換器的示例，其輸入范圍為 70V 至 450V。在圖 5 中，諧振電流顯示為綠色，初級側(cè)開關節(jié)點顯示為藍色。

在右側(cè)，LLC 轉(zhuǎn)換器在高頻跳躍模式下運行，每四個開關周期就省略一次。開關頻率為 260kHz，但它以 77kHz 突發(fā)頻率進行分調(diào)制。

圖 5 ：70V 和 450V 輸入下的 100W LLC 轉(zhuǎn)換器開關行為，諧振電流顯示為綠色，初級側(cè)開關節(jié)點顯示為藍色

管理輔助偏置電壓

通過在 LLC 變壓器上包含輔助繞組，可以為電源的初級側(cè)和次級側(cè)生成必要的偏置電壓。對于具有可變輸出電壓的 LLC 轉(zhuǎn)換器，輔助繞組電壓將隨著輸出電壓一起變化。對于使用剖切線軸的 LLC 變壓器，如果輔助繞組與次級繞組的耦合不良，情況尤其如此。當使用簡單的低壓降穩(wěn)壓器 (LDO) 結構調(diào)節(jié)偏置電壓時，效率會隨著輸出電壓的增加而下降。可能需要更大的物理封裝來處理功率耗散。

在圖 6 中，Naux1和 Naux2的大小是為了確保通過 D1、Q1 和 D4 提供最低輸出電壓或 VCC 偏置電壓。隨著輸出電壓的增加，C2 上的電壓限制為齊納 D3 的擊穿電壓減去 Q1 的柵源閾值電壓。隨著輸出電壓進一步升高，Naux2生成的電壓變得足夠高，足以為 VCC 供電，并且隨著柵源電壓降至關斷閾值以下，Q1 被強制關斷。

圖 6 ：使用輔助繞組與 LDO 結構，為電源的初級側(cè)和次級側(cè)生成必要的偏置電壓

這種方法比單個繞組加上 LDO 更高效，但需要兩個輔助繞組。另一種只需要一個輔助繞組的方法是使用降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器，而不是使用 LDO。

管理深度放電電池的微電流充電

用作電池充電器的 LLC 轉(zhuǎn)換器必須通過施加較小的充電電流來安全地恢復深度放電的電池，直到電池組電壓高到足以安全地獲取全部充電電流。LLC 無法在較小的輸出電流下將輸出電壓調(diào)節(jié)至 0V，因此難以滿足這一要求。

可以通過加入一個帶有并聯(lián)旁路 FET 的小型恒流電路來管理，如圖 7 所示。在微電流充電模式下，旁路 FET 關閉，輸出電流由LM317（配置為調(diào)節(jié)輸出電流）提供。這樣可以確保，即使輸出電壓為 0V，LLC 轉(zhuǎn)換器的最小輸出電壓也能大于 0V。這種方法允許 LLC 變壓器在初級側(cè)和次級側(cè)產(chǎn)生必要的偏置電壓，并避免在輸出電壓為 0V 時需要單獨的輔助電源。一旦電池包電壓上升到足夠高的電平，具有分立式電荷泵電路的 FET 就會繞過恒流電路

圖 7：具有微電流充電電路的 LLC 可安全地恢復深度放電的電池

寬 LLC 工作電壓范圍

雖然由于 LLC 拓撲的性質(zhì)，使用 LLC 轉(zhuǎn)換器實現(xiàn)寬工作電壓范圍可能看起來很困難，但可以通過實施幾種策略來更輕松地獲得寬工作電壓范圍。此處列出的五條簡單建議和技巧適用于模擬控制，不需要更復雜的數(shù)字控制實現(xiàn)。