為了支持不斷增長的無線數(shù)據(jù)需求，現(xiàn)代基站無線電設(shè)計支持多個 E-UTRA 頻段以及載波聚合技術(shù)。這些多頻段無線電采用新一代 GSPS RF ADC和DAC，可實現(xiàn)頻率捷變、直接RF信號合成和采樣技術(shù)。

為了應(yīng)對 RF 無線頻譜的稀疏特性，利用先進 DSP 來高效實現(xiàn)數(shù)據(jù)比特與RF的來回轉(zhuǎn)換。

10年、10倍頻段、100倍數(shù)據(jù)速率

智能電話革命開始于10年前，其標志事件是蘋果公司于2007年發(fā)布初代 iPhone。10年后，歷經(jīng)兩代無線標準，很多事情都發(fā)生了變化。也許不像作為消費電子的智能電話（稱為用戶設(shè)備 (UE)）那樣吸引眼球并常常占據(jù)新聞頭條，但無線電接入網(wǎng)絡(luò) (RAN)的基礎(chǔ)設(shè)施基站 (eNodeB) 也歷經(jīng)嬗變，才成就了我們?nèi)缃窕ミB世界的數(shù)據(jù)洪流。蜂窩頻段增加了10倍，而數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣速率增加了100倍。這使我們處于什么樣的狀況？

多頻段無線電和頻譜的有效利用

從2G GSM到4G LTE，蜂窩頻段的數(shù)量從4個增加到40個以上，暴增了10倍。隨著LTE網(wǎng)絡(luò)的出現(xiàn)，基站供應(yīng)商發(fā)現(xiàn)無線電變化形式倍增。LTE-A提高了多頻段無線電的要求，在混頻中增加了載波聚合，同一頻段或更可能是多頻段的非連續(xù)頻譜可以在基帶調(diào)制解調(diào)器中聚合為單一數(shù)據(jù)流。但是，RF頻譜很稀疏。

圖1顯示了幾個載波聚合頻段組合，突出說明了頻譜稀疏問題。綠色是帶間間隔，紅色是目標頻段。信息理論要求系統(tǒng)不應(yīng)浪費功率去轉(zhuǎn)換不需要的頻譜。多頻段無線電需要有效的手段來轉(zhuǎn)換模擬和數(shù)字域之間的稀疏頻譜。

圖1. 非連續(xù)頻譜的載波聚合突出說明了頻譜稀疏問題。紅色表示許可頻段。綠色表示是帶間間隔

基站發(fā)射機演變?yōu)橹苯覴F

為幫助應(yīng)對4G LTE網(wǎng)絡(luò)數(shù)據(jù)消費的增加，廣域基站的無線電架構(gòu)已經(jīng)發(fā)生了變化。帶混頻器和單通道數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的超外差窄帶IF采樣無線電已被復(fù)中頻(CIF)和零中頻(ZIF)等帶寬加倍的I/Q架構(gòu)所取代。ZIF和CIF收發(fā)器需要模擬I/Q調(diào)制器/解調(diào)器，其采用雙通道和四通道數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。然而，此類帶寬更寬的CIF/ZIF收發(fā)器也會遭受LO泄漏和正交誤差鏡像的影響，必須予以校正。

圖2.無線射頻架構(gòu)不斷演變以適應(yīng)日益增長的帶寬需求，進而通過SDR 技術(shù)變得更具頻率捷變性。

幸運的是，過去10年中，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣速率也增加了30倍到 100倍，從2007年的100 MSPS提高到2017年的10 GSPS以上。采樣速率的提高帶來了超寬帶寬的GSPS RF轉(zhuǎn)換器，使得頻率捷變軟件定義無線電最終成為現(xiàn)實。

6 GHz以下BTS架構(gòu)的終極形態(tài)或許一直就是直接RF采樣和合成。直接RF架構(gòu)不再需要模擬頻率轉(zhuǎn)換器件，例如混頻器、I/Q 調(diào)制器和I/Q解調(diào)器，這些器件本身就是許多干擾雜散信號的來源。相反，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器直接與RF頻率接口，任何混頻均可通過集 成數(shù)字上/下變頻器(DUC/DDC)以數(shù)字方式完成。

多頻段的高效率得益于復(fù)雜DSP處理，其包含在ADI的RF轉(zhuǎn)換器中，可以僅對需要的頻段進行數(shù)字通道化，同時支持使用全部RF帶寬。利用集內(nèi)插/抽取上/下采樣器、半帶濾波器和數(shù)控振蕩器 (NCO)于一體的并行DUC或DDC，可以在模擬和數(shù)字域相互轉(zhuǎn)換之前對目標頻段進行數(shù)字化重構(gòu)和恢復(fù)。

并行數(shù)字上/下變頻器架構(gòu)允許用戶對多個所需頻段（圖1中以紅色顯示）進行通道化，而不會浪費寶貴的周期時間去轉(zhuǎn)換未使用的中間頻段（圖1中以綠色顯示）。高效率多頻段通道化具有降低數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣速率要求的效果，并能減少通過JESD204B 數(shù)據(jù)總線傳輸所需的串行通道數(shù)量。降低系統(tǒng)采樣速率可降低基帶處理器的成本、功耗和散熱管理要求，從而節(jié)省整個基站系統(tǒng)的成本支出(CAPEX)和運營支出(OPEX)。在高度優(yōu)化的CMOS ASIC工藝中實現(xiàn)通道化DSP的功效比遠高于通用FPGA結(jié)構(gòu)中的實現(xiàn)方案，哪怕FPGA的尺寸較小也是如此。

帶DPD接收機的直接RF發(fā)射機：示例

在新一代多頻段BTS無線電中，RF DAC已成功取代了IF DAC。圖3 顯示了一個帶有16位12 GSPS RF DAC AD9172的直接RF發(fā)射機示例，其利用三個并行DUC支持三頻段通道化，允許在1200 MHz帶寬上靈活地放置子載波。在RF DAC之后，ADL5335 Tx VGA提供12 dB的增益和31.5 dB的衰減范圍，最高支持4 GHz。根據(jù)eNodeB的輸出功率要求，此DRF發(fā)射機的輸出可以驅(qū)動所選功率放大器。

圖3. 直接RF發(fā)射機。諸如AD9172之類的RF DAC包括復(fù)雜的DSP模塊，其利用并行數(shù)字上變頻通道化器來實現(xiàn)高效多頻帶傳輸。

考慮圖4所示的頻段3和頻段7情形。有兩種不同方法可用來將數(shù)據(jù)流直接轉(zhuǎn)換為RF。

第一種方法（寬帶方法）是不經(jīng)通道化而合成頻段，要求1228.8 MHz的數(shù)據(jù)速率。允許DPD使用其中80%的帶寬為 983.04M，足以傳輸兩個頻帶及其740 MHz的頻帶間隔。這種方法對 DPD系統(tǒng)有好處，不僅可以對每個單獨載波的帶內(nèi)IMD進行預(yù)失真，還能對所需頻帶之間的其他無用非線性發(fā)射進行預(yù)失真。

圖4. 雙頻段情形：頻段3（1805 MHz至1880 MHz）和頻段7（2620 MHz至 2690 MHz）。

第二種方法是通道化合成。由于每個頻段分別只有60 MHz和70 MHz，并且運營商只有該帶寬的一個子集的許可證，所以沒有必要傳輸一切并因此招致高數(shù)據(jù)速率。相反，我們僅利用更合適、更低的153.6 MHz數(shù)據(jù)速率，80%的DPD帶寬為122.88M。如果運營商擁有每個頻段中的20 MHz的許可證，則對于每個頻段的帶內(nèi) IMD，仍有足夠的DPD帶寬進行5階校正。采用上述寬帶方法，這種模式可以在DAC中節(jié)省高達250 mW的功耗，并在基帶處理器中節(jié)省更多的功耗/熱量，另外還能減少串行通道數(shù)量，實現(xiàn)更小、更低成本的FPGA/ASIC。

圖5. 利用AD9172 RF DAC，通過直接RF發(fā)射機實現(xiàn)頻段3和頻段7 LTE傳輸

DPD的觀測接收機也已演變?yōu)镈RF（直接射頻）架構(gòu)。AD9208 14 位3 GSPS RF ADC還支持通過并行DDC進行多頻段通道化。發(fā)射機DPD子系統(tǒng)中的RF DAC和RF ADC組合有許多優(yōu)點，包括共享轉(zhuǎn)換器時鐘、相關(guān)相位噪聲消除以及系統(tǒng)整體的簡化。其中一個簡化是，集成PLL的AD9172 RF DAC的能夠從低頻參考信號生成高達 12 GHz的時鐘，而無需在無線電電路板周圍布設(shè)高頻時鐘。此外， RF DAC可以輸出其時鐘的相位相干分頻版本供反饋ADC使用。此類系統(tǒng)特性支持創(chuàng)建優(yōu)化的多頻段發(fā)射機芯片組，從而真正增強BTS DPD系統(tǒng)。

圖6. 用于數(shù)字預(yù)失真的直接RF觀測接收機。寬帶RF ADC（例如AD9208）可以將5 GHz帶寬上的多個頻段高效數(shù)字化。

結(jié) 語

智能電話革命十年后，蜂窩業(yè)務(wù)全都與數(shù)據(jù)吞吐量有關(guān)。單頻段無線電再也不能滿足消費者的容量需求。為了增加數(shù)據(jù)吞吐量，必須通過多頻段載波聚合來獲得更多的頻譜帶寬。RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器可以使用全部 6 GHz 以下蜂窩頻譜，并能快速重新配置以適應(yīng)不同頻段組合，從而使軟件定義無線電成為現(xiàn)實。此類頻率敏捷直接RF架構(gòu)可縮減成本、尺寸、重量和功耗。這一事實使得RF DAC發(fā)射機和RF ADC DPD接收機成為6 GHz以下多頻段基站的首選架構(gòu)。