概要

計算機(jī)、通信交換機(jī)等數(shù)據(jù)處理設(shè)備在電路密度和處理器速度不斷提高的同時,電源系統(tǒng)也向低壓、大電流和更加高效、低耗、小型化方向發(fā)展。如今IC 電壓已經(jīng)從5 V 降為3. 3 V 甚至1. 8 V ,今后還會更低。在DC2DC 變換器中,整流部分的功耗占整個輸出功率的比重不斷增大,已成為制約整機(jī)效率提高的障礙。

傳統(tǒng)整流電路一般采用功率二極管整流,由于二極管的通態(tài)壓降較高,因此在低壓、大電流時損耗大。這就使得同步整流技術(shù)得到了普遍關(guān)注并獲得大量應(yīng)用 。同步整流技術(shù)就是用低導(dǎo)通電阻MOSFET 代替?zhèn)鹘y(tǒng)的肖特基整流二極管,由于MOSFET 的正向壓降很小,所以大大降低了整流部分損耗。同時對MOSFET 給出開關(guān)時序隨電路拓?fù)涔ぷ饕笞飨鄳?yīng)變化的門極驅(qū)動信號。由于門極驅(qū)動信號與MOSFET開關(guān)動作接近同步,所以稱為同步整流(SynchrONous Rectification ,簡稱SR) 。

正激變換器中的同步整流

自驅(qū)動同步整流是指直接從變壓器副邊繞組或副邊電路的某一點(diǎn)上獲取電壓驅(qū)動信號,來驅(qū)動同步整流管。外驅(qū)動同步整流是指通過附加的邏輯和驅(qū)動電路,產(chǎn)生隨主變壓器副邊電壓作相應(yīng)時序變化的驅(qū)動信號,驅(qū)動SR 管。這種驅(qū)動方法能提供高質(zhì)量的驅(qū)動波形,但需要一套復(fù)雜的驅(qū)動控制電路。

相比較來說,自驅(qū)動同步整流的電路結(jié)構(gòu)簡單,所需元件數(shù)量較少;同時自驅(qū)動同步整流續(xù)流二極管靠復(fù)位電壓驅(qū)動,所以工作特性依賴于功率變壓器的復(fù)位方式。理想情況是變壓器復(fù)位時間與主開關(guān)管關(guān)斷時間相等,這樣,輸出電流將在整個關(guān)斷期間內(nèi)通過同步整流管續(xù)流。由于漏源極間PN 結(jié)的存在,使MOSFET 漏源極之間存在一個集成的反向并聯(lián)體二極管。電路拓?fù)湟笳鞴苡蟹聪蜃钄喙δ?因此MOSFET 作為整流管使用時,流過電流的方向必須是從源極到漏極,而不是通常的從漏極到源極。

實(shí)際應(yīng)用中,2 只SR 管的驅(qū)動信號之間應(yīng)保證足夠的死區(qū)時間。因?yàn)樵? 個SR 管換流期間,如果一只整流管已處于導(dǎo)通態(tài),而另外一只還沒有關(guān)斷,就會造成短路,導(dǎo)致較大的短路電流,可能會燒毀MOS 管。但死區(qū)時間也不能過長,因?yàn)樵谒绤^(qū)時間內(nèi),負(fù)載電流從SR 管的體二極管流過,完成MOSFET 作為整流管的功能,如果死區(qū)時間過長,電路雖然仍能正常工作,但會增加損耗。因此,從減小損耗的角度考慮,死區(qū)時間應(yīng)設(shè)置得足夠小。

圖1 RCD 箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器

1. 1 RCD 箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器

圖1 為輸出端采用自驅(qū)動同步整流的正激變換器電路。同步整流管包括SR2 (Q2 和D2) 和SR3 (Q3 和D3) ,它們直接被變壓器副邊電壓驅(qū)動,不需要專門的驅(qū)動器或控制電路來提供門極驅(qū)動信號。這種自驅(qū)動電路是同步整流中較簡單的形式,因?yàn)镾R3 的門極驅(qū)動信號來自變壓器磁芯復(fù)位電壓,所以它的工作特性取決于變壓器磁芯復(fù)位方式。

圖2 RCD 箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器波形圖

(a) 主開關(guān)管門極驅(qū)動信號(b) 主開關(guān)管漏源極電壓(c) 流過同步整流管SR2 的電流(d) 流過同步整流管SR3 的電流圖1 電路中原邊主開關(guān)管的門極驅(qū)動信號、漏源極電壓波形與副邊SRs 管的電流波形分別如圖2 所示。從圖2 (c) 波形中可以看出,在變壓器磁芯復(fù)位結(jié)束時,變壓器的磁化電流I2m 開始流過SR2 的體二極管D2 。

磁化電流I2m 的大小與變壓器的匝比、復(fù)位電壓和主開關(guān)管兩端的總電容量的平方根三者的乘積成正比,與變壓器磁化電感的平方根成反比。其中從主開關(guān)管兩端看過去的總電容量是主開關(guān)管輸出電容、變壓器繞組電容、箝位二極管跨接電容、SR3 的反射輸入電容、SR2 的反射輸出電容的總和。同樣,從圖2 ( d) 波形中可以看出, 在變壓器復(fù)位完成之后,原來SR3 的晶體管Q3 上流過的負(fù)載電流Io 減去磁化電流I2m 后換流到體二極管D3 。

由于SR2 和SR3 的體二極管的正向壓降相對較高,所以體二極管的導(dǎo)通以及死區(qū)時間( Tdead) 的延續(xù)就降低了同步整流的效率。減少這種損耗的方法是給SR2 與SR3 并聯(lián)肖特基二極管或減少D2 和D3 的導(dǎo)通時間。D2 的導(dǎo)通時間可以通過采用新的變壓器復(fù)位方式使死區(qū)時間最小化來縮短;D3 的導(dǎo)通時間可以通過使用外部門極驅(qū)動信號驅(qū)動Q3 或采用其他復(fù)位方式使死區(qū)時間最小化來縮短。

由于負(fù)載電流Io 比磁化電流I2m 大很多,所以在死區(qū)時間內(nèi),由D3 導(dǎo)通造成的損耗比D2導(dǎo)通造成的損耗大很多。例如,對于設(shè)計良好的變換器,在輸出電流為15～20 A 時, I2m 通常小于2 A ,D2 的導(dǎo)通損耗對輸出效率的影響相對來說較小。

SR2 和SR3 的體二極管的導(dǎo)通損耗也與換向時間Toncom和Toffcom有關(guān),如圖2 (c) 、圖2 (d) 所示。SR2 的體二極管D2 僅在死區(qū)期間和主開關(guān)管關(guān)斷后一個極短的時間內(nèi)導(dǎo)通。當(dāng)死區(qū)時間僅由變壓器的復(fù)位電壓決定時,主開關(guān)管關(guān)斷后D2 的轉(zhuǎn)換時間依賴于副邊電壓的跌落時間和輸出電流從二極管D2 到晶體管Q3 的換向時間( Toffcom) 。變壓器副邊電感決定換向時間Toffcom ,也決定主開關(guān)管開通后,從二極管D3 到晶體管Q2換流所需的換向時間( Toncom) 。

副邊電感包括變壓器的漏電感、SRs 的封裝(寄生或雜散) 電感和副邊交互電感。與D3 在Toncom期間產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗對SR3 總體損耗的影響相比,D2 在Toffcom期間產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗對SR2的總體損耗的影響要大得多。為了減少換向時間,副邊的電感量應(yīng)該盡量小,尤其要注意的是減小變壓器的漏電感,這對于減少SRs 的門極驅(qū)動電壓損失特別重要。SRs 體二極管的導(dǎo)通,不僅增加導(dǎo)通損耗,而且也帶來在體二極管關(guān)斷期間,出現(xiàn)在另一個SR 的體二極管和晶體管之上的由于反向恢復(fù)引起的功率損耗。反向恢復(fù)引起的功率損耗與恢復(fù)電荷Qrr 、頻率和副邊電壓成比例,一般通過給SR2 和SR3 并聯(lián)肖特基二極管來消除。

1. 2 有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器

圖3 有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器

如圖3 所示為有源箝位復(fù)位方式的自驅(qū)動正激變換器電路[5 ] 。它的主要波形如圖4 所示。因?yàn)樽儔浩鞔判驹趲缀跽麄€主開關(guān)管關(guān)斷期間被復(fù)位,所以這種復(fù)位方式將死區(qū)時間減至小。結(jié)果晶體管Q3 的導(dǎo)通時間被最大化,D2 傳導(dǎo)磁化電流的時間被最小化。因此相對于RCD 箝位方式,有源箝位復(fù)位方式變換器的轉(zhuǎn)換效率有所提高。同時,有源箝位復(fù)位方式減小了主開關(guān)管上的電壓應(yīng)力。此外,適當(dāng)調(diào)整變壓器的磁化電感,可使主開

圖4 有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器波形圖

(a) 主開關(guān)管門極驅(qū)動信號(b) 主開關(guān)管漏源極電壓(c) 流過同步整流管SR2 的電流(d) 流過同步整流管SR3 的電流關(guān)管在零電壓下開通。與采用RCD 箝位方式的電路相比,有源箝位方式的缺點(diǎn)是需要一個額外的開關(guān)管和相應(yīng)的驅(qū)動電路。所以使用肖特基二極管與SR2 并聯(lián)來提高RCD 箝位電路效率的方法應(yīng)該比采用有源箝位方法更簡單、經(jīng)濟(jì)。而在需要著重考慮電壓應(yīng)力和軟開關(guān)的同步整流應(yīng)用中,有源箝位方法是一個不錯的選擇。

雖然自驅(qū)動同步整流易于實(shí)現(xiàn),但驅(qū)動波形質(zhì)量不如外驅(qū)動電路理想,而且不適于在輸入電壓變化范圍較大的情況下使用。對于在圖1 和圖3 中所示的自驅(qū)動同步整流,最大可接受的輸入電壓范圍很大程度依賴于輸出電壓。因?yàn)镾R2 的門極驅(qū)動電壓與輸入電壓成一定比例,所以輸出電壓越高, 可接受的輸入電壓范圍就越窄。同樣,最小副邊電壓(如門極驅(qū)動電壓) 依賴于所需的輸出電壓和最大占空比。

如果輸入電壓范圍較寬并且輸出電壓相對較高( > 5 V) ,門極驅(qū)動電壓在上限有可能超過(或接近) 最大允許門極驅(qū)動電壓。可以用一個單獨(dú)的繞組給Q2 提供門極驅(qū)動信號來消除輸出電壓對門極驅(qū)動電壓幅度的影響。同樣, 可以通過設(shè)置門源極間的電壓箝位電路來限定最大門極驅(qū)動電壓。但是這些調(diào)整需要附加元件或一個多繞組的變壓器,增加了自驅(qū)動方法的復(fù)雜性。因此,自驅(qū)動SRs 比較適于在較窄的輸入電壓變化范圍和較低輸出電壓的情況下使用。

1. 3 外驅(qū)動同步整流正激變換器

外驅(qū)動同步整流正激變換器的電路如圖5 所示,它的主要波形如圖6 所示。在電路中,晶體管Q2 和Q3 被從主開關(guān)管門極驅(qū)動獲得的信號所驅(qū)動,因此,同步整流管的導(dǎo)通時間與變壓器的復(fù)位方式無關(guān),僅取決于門極驅(qū)動信號的時間。從圖6 (c) 、圖6 (d) 可見,當(dāng)從控制電路驅(qū)動同步整流管時,得到Q3 的最大導(dǎo)通時間,它不影響在死區(qū)期間通過二極管D2 的磁化電流的導(dǎo)通時間。

在死區(qū)時間內(nèi),晶體管Q2 是關(guān)閉的(對Q2 的門極驅(qū)動較低) ,對于外驅(qū)動的同步整流管,在死區(qū)時間內(nèi),二極管D2 的導(dǎo)通與自驅(qū)動完全相同。在設(shè)置SRs 的理想門極驅(qū)動時間情況下,除了在死區(qū)時間內(nèi)D2 不可避免導(dǎo)通以外,應(yīng)該避免體二極管導(dǎo)通。這就需要非常精確地安排門極驅(qū)動時間,即在施加/ 中止一個SR 的門極驅(qū)動信號的同時,中止/ 施加另一個SR 門極驅(qū)動信號。但是,這種理想的互補(bǔ)驅(qū)動實(shí)際上是不可能實(shí)現(xiàn)的。

在意外情況下,短暫的門極驅(qū)動信號交疊將同時開通2 個SRs ,這會引起副邊短路,造成副邊電流增大,不僅會使效率降低,甚至?xí)龤ё儞Q器。為了避免在實(shí)際應(yīng)用中SRs 同時導(dǎo)通,在2 個門極驅(qū)動信號之間一定要加入延遲。但在延遲期間,因?yàn)闆]有門極驅(qū)動信號作用于SRs ,SRs 的體二極管導(dǎo)通,這就增加了導(dǎo)通損耗,而且?guī)矸聪蚧謴?fù)損耗。因此,控制同步整流驅(qū)動的效果很大程度上依賴于門極驅(qū)動的時間安排。

圖5 外驅(qū)動同步整流正激變換器的電路

圖6 外驅(qū)動同步整流正激變換器主要波形

結(jié)語

討論了正激變換器同步整流的驅(qū)動方法,分析了變壓器復(fù)位機(jī)制對自驅(qū)動同步整流效果的影響,在一個輸出3. 3 V/ 20 A 的正激變換器中,用同步整流取代傳統(tǒng)的肖特基二極管整流,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明效率提高了1 %～2 %。這說明,同步整流取代肖特基二極管整流對提高變換器效率的作用是明顯的,但效率的提高是有限的,受到包括輸出電壓、輸出電流、SRs 的通態(tài)阻抗、SRs 的正向壓降等許多因素的限制。只有把這些限制因素之間的相互作用分析清楚,選擇正確的驅(qū)動控制方法,才能有效地提高同步整流的效率。