DC-DC----FB分壓電阻的設(shè)計

引言：DC-DC的分壓反饋調(diào)節(jié)環(huán)路是最為常見的環(huán)路網(wǎng)絡(luò)，但是我們大都會簡單的認為它是一種將電壓調(diào)低至某個基準電壓來實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)的電路。在計算得到分壓比之后，如何選擇合適的阻值是需要經(jīng)過一定考量的，而不是隨性取值。本節(jié)將簡述DC-DC反饋環(huán)路中分壓電阻的取值對轉(zhuǎn)換器效率、輸出電壓精度和環(huán)路穩(wěn)定性的影響。

1.功耗和效率

如圖17-1所示是典型的電阻分壓式反饋拓撲，F(xiàn)B采集分壓進入EA（誤差放大器）和基準電壓Vref比較，所以FB是運放端會汲取一定的電流。FB的分壓電阻也是一個待機功耗設(shè)計點，分壓電阻取值太小，系統(tǒng)損耗會有所增大。同樣條件下，MΩ級別分壓電阻輸出空載時輸入電流只有十幾uA，而使用十幾k的分壓電阻輸入電流卻高達上百uA，兩者在負載電流為1mA時，轉(zhuǎn)換效率更是相差非常大。

在高負載電流下，負載功耗遠遠大于電阻反饋網(wǎng)絡(luò)的功耗，但是在低負載電流下，不同反饋電阻的效率差異更加明顯，因為分壓電阻網(wǎng)絡(luò)主導(dǎo)了負載電流，因此要想擁有更高的輕負載效率，一種比較好的設(shè)計方法就是使用大阻值反饋電阻，如果在某個特定設(shè)計中輕負載效率并不重要，則可以在對效率無明顯影響下使用較小的電阻。

對低功耗DC-DC來說，典型的電阻式反饋設(shè)計一般要求上分壓電阻R1+下分壓電阻R2具有非常大的總電阻，經(jīng)驗式為R1+R2≈1MΩ，因為這樣可以最小化流過反饋分壓電阻的電流。

待機功耗，DC-DC待機時EA也是在工作的，只是此時沒有Rload，如果器件經(jīng)常處于待機狀態(tài)，那么就需要考慮如何減小待機功耗，如果器件工作時間居多，待機功耗可以忽略不計。在含電池或者對能效有要求的設(shè)備中，我們可以適當(dāng)增大FB分壓電阻阻值來減小設(shè)備待機功耗。

圖17-1：典型的電阻分壓式反饋拓撲

2.輸出電壓精度

根據(jù)上面所說，R1+R2的取值應(yīng)該越大越好，但實際情況是，選擇的電阻過大會影響DC-DC的輸出電壓精度，因為存在進入DC-DC反饋引腳FB的漏電流。由圖17-1所示電流分徑有：

再根據(jù)基爾霍夫電流定律有：

當(dāng)反饋電流IFB固定不變時，IR1隨著R1和R2的值增加而減小，因此分壓器電阻增加也意味著進入反饋引腳的IR1漏電流百分比更大，并且IR2降低，從而產(chǎn)生低于預(yù)期的反饋引腳電壓VFB。我們將VFB同內(nèi)部基準電壓Vref比較以此來輸出電壓，反饋電壓的任何一點誤差都會導(dǎo)致輸出電壓不精確。但是IFB在實際系統(tǒng)中并非固定不變，不同的器件均不相同，并且也隨工作狀態(tài)而變化。要想估算出漏電流引起的輸出電壓極端變化情況，需要在計算中使用IFB的最大規(guī)定值。

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3.補償器增益

圖17-2：電流型運放

如圖17-2為電流型運放補償網(wǎng)絡(luò)，其中Gm為運放跨導(dǎo)系數(shù)，Zf(S)為RC補償網(wǎng)絡(luò)函數(shù)，電流型運放的Gea(S)與R1和R2的比值有關(guān)，但電流型運放補償器增益與R1、R2取值并無直接關(guān)聯(lián)。

圖17-3：電壓型運放

如圖17-3為電壓型運放補償網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)反饋電阻只是單電阻的情況時，

其中Zf(S)為RC補償網(wǎng)絡(luò)函數(shù)，當(dāng)反饋網(wǎng)絡(luò)只是單電阻情況時，電壓型運放補償器增益Gea(S)與上變壓電阻R1有關(guān)。在動態(tài)負載對紋波有要求的場景，我們可以調(diào)整R1阻值做進一步優(yōu)化，為了保證輸出電壓精度，F(xiàn)B分壓電阻不能選擇極大阻值，建議分壓電壓阻值滿足：

圖17-4：常更改下分壓電阻

如圖17-4，無論哪種運放，對于不同輸出電壓場景，建議固定上分壓電阻阻值，更改下分壓電阻阻值來獲得相近的環(huán)路特性。

4.噪聲敏感性

電阻式分壓器是DC-DC的一個噪聲源，這種噪聲等于4KBTR，其中KB為波爾玆曼常數(shù)，T為開式溫度，而R為電阻。分壓器使用大電阻時，這種噪聲會增加。

此外大電阻也會使更多噪聲耦合進入DC-DC中，產(chǎn)生這種噪聲的源頭有很多，包括AM和FM無線電波，手機信號和其它的DC-DC以及RF發(fā)射器等等。尤其是當(dāng)PCB布局不當(dāng)，DC-DC閉環(huán)增益會放大噪聲從而出現(xiàn)在輸出端。要想降低對其他噪聲源的敏感性，可以使用更小的反饋電阻。

5.布線注意點

如圖17-5，F(xiàn)B是誤差放大器的負輸入端，這是個高阻抗腳位，因此容易耦合一些噪聲。在實際應(yīng)用中，常常會遇見分壓電阻R1和R2放在輸出電容端，導(dǎo)致FB走線較長。這條走線充當(dāng)了天線，更加容易符合非真實反饋，進而引起輸出電壓變化或者不穩(wěn)。在電路布線中，我們需要短FB走線，分壓電阻盡可能靠近DC-DC本體。

圖17-5：長FB走線帶來的天線耦合效應(yīng)

R1和R2應(yīng)靠近IC的FB拐角布置，而Vout是直流電平，抗干擾能力強可以長走線。一般在輸出電流只有幾A時，R2的地可以選擇在芯片的地附近連接。但是如果輸出電流大于10A，Vout線上會損失電壓（Vdrop），導(dǎo)致實際的輸出電壓會比預(yù)設(shè)電壓低。這種情況我們建議如圖17-6所示，近端接地，遠端采樣。

圖17-6：大電流建議layout的樣式

建議FB走線要盡可能短，盡可能不分層，且周圍不要有干擾源，比如開關(guān)、電感以及不干凈的GND。

6.小結(jié)

反饋電阻的阻值根據(jù)使用DC-DC的不同分為兩大類。其中一類DC-DC被設(shè)計為不需要節(jié)能工作或者面向大電流應(yīng)用，使用幾十kΩ的反饋電阻。因為反饋電阻是幾十kΩ，如果使用幾百kΩ以上電阻的話，其反饋電路的阻抗會變的很高，工作不穩(wěn)定，有可能因為噪音發(fā)生誤動作。同樣如果使用幾kΩ以下電阻的話，反饋電路會增加無效電流使得效率低下。

另一類DC-DC被設(shè)計成節(jié)能型，使用幾百kΩ的反饋電阻。這樣減少反饋電阻的無效電流、提高效率。此類DC-DC的反饋電阻被設(shè)定成幾百kΩ也能夠穩(wěn)定工作。所使用IC的Datasheet 上會記載參考電阻，推薦使用差異并不是很大的電阻。

另外，以上這些DC-DC的分壓電阻取值的討論可以遷移到LDO的分壓電阻取值上，相關(guān)結(jié)論LDO也同樣適用。