對于傳統(tǒng)的 PWM 模式控制器，比如 UC384X 系列，能非常好的應(yīng)用在反激和正激拓撲的控制上。電流模式固有的逐個周期電流限制和超快的動態(tài)響應(yīng)，是非常優(yōu)秀的性能。雖然 UC384X 系列已經(jīng)蠻老了，不能用在現(xiàn)在追求5&6級能效的項目上。但是有些追求可靠性的領(lǐng)域，還是蠻喜歡用 UC384X 系列的。話不多說了，下面是參考其內(nèi)部控制邏輯建立的仿真模型。

第一部分 傳統(tǒng)定頻反激

UC384X 的內(nèi)部邏輯圖：

圖1 UC384X 系列內(nèi)部邏輯圖

首先是一個90瓦的 CCM 反激，其控制邏輯參考 UC3842，可見下圖：

圖2 U 固定開關(guān)頻率的反激模型

模型說明：

由 V5 產(chǎn)生一個固定的置位時鐘，RS 觸發(fā)器和輸出邏輯參考 UC384X。最關(guān)鍵的 PWM 比較器，由一個 if 語句替代，追求最快的仿真速度。用分壓電阻和限制運放的輸出，控制到 PWM 比較器的電壓不高于 1V。誤差放大器由傳統(tǒng)的 TL431 替代，光耦用理想的流控電流源替代，于是可以得到仿真的波形：

20ms 的啟機波形：

圖3 反激的啟機波形

展開細節(jié)：

? V（Vout）是差模電感之前的電壓，紋波較大。

?V（G3：1）是負載端的電壓，基本紋波就比較小了。

?V（Vdrain）是原邊 MOS 漏極波形。

?V（Vcs）是 PWM 比較器的電流信號。

?V（Vcomp）是 PWM 比較器的給定信號。

圖4 反激的幾個關(guān)鍵點波形

做一個 0.5A ~４。７Ａ 10ms 切換一次的動態(tài)響應(yīng)測試：

圖5 觀察在動態(tài)負載時的工作波形

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仿真原理圖： flyback_test_V1.pdf

仿真原文件： flyback_test_V1.zip

第二部分 傳統(tǒng)定頻正激

關(guān)于50%占空比的限制，可以參考下圖，將 S 引腳脈寬設(shè)置到半個周期長度，那么 PWM 輸出的最大脈寬就被限制住了。

圖6 UC384X 系列的控制時序圖

仿真原理圖：

圖7 UC384X 控制的雙晶正激模型

模型說明：

為了加快仿真速度，對于雙管正激 MOS 的體二極管幾乎不走電流的情況下，就直接用理想開關(guān)代替。副邊也直接用二極管做整流橋，同步整流稍微麻煩。輸出用一個壓控電流源來做理想負載，控制邏輯和反激幾乎一樣。

20ms 的上電波形

圖8 正激啟機仿真

展開細節(jié)：

?V（Vdrain）是原邊低端 MOS 的漏極電壓

?V（Vout）是副邊輸出電壓

?V（Vcs）是 PWM 比較器的電流信號輸入

?V（Vcomp）是 PWM 比較器的給定信號

?V（D3：3）是副邊濾波電感的輸入電壓

?I（L3）是副邊濾波電感的電流

圖9 正激幾個關(guān)鍵點波形

做 5 A~40A 10ms 一次的切換：

圖9 正激模型在動態(tài)負載切換時的工作

展開切換時的細節(jié)，分別是 加負載 時：

圖10 正激模型在負載增加時

和 減負載 時：

圖11 正激模型在負載減少時

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仿真原理圖： FORWARD_CM_TEST_V1.pdf

仿真原文件： FORWARD_CM_TEST_V1.zip

第三部分 傳統(tǒng)半橋

傳統(tǒng) PWM 控制的半橋和全橋，一般由電壓模式控制，常見的 IC 有 SG3525A，UC3825A。是拿 CT 上的電壓斜坡和誤差放大器的輸出進行比較，然后得到一個占空比去控制管子的脈寬。由于要控制半橋和全橋，需要有兩路互補的驅(qū)動信號，而且還要限制住兩路信號的最大占空比。

SG3525A 的內(nèi)部邏輯圖如下：由 OSC 和觸發(fā)器發(fā)出兩路限制占空比的互補信號到 NOR 門。NOR 門默認輸出為高電平，需將關(guān)斷 PWM 的信號送到 NOR 門。在 SG3525A 中分別有下列幾個送到 NOR 門用來關(guān)斷輸出，限制脈寬。

?PWM 比較器的輸出，誤差放大器的電壓 Vcomp 高于 Vramp 后發(fā)出高電平到觸發(fā)器的 S，觸發(fā)器發(fā)出高電平到 NOR 門，可以關(guān)閉當(dāng)前輸出。

?OSC 發(fā)出的最大占空比限制，通過合理的 RT 和 CT 控制最大的占空比。

?ULVO IC 欠壓保護

?SHUTDOWN 過流保護信號

?觸發(fā)器發(fā)出的兩路互補驅(qū)動信號。

圖11 SG3525A 的控制邏輯圖

在仿真模型中，為了提高仿真速度，我 用可定義的三角波來作為 CT 上的電壓斜坡。用 0.2V 和 2.5V 對斜坡電壓進行比較，可得到用來限制占空比的信號 CLK。在通過觸發(fā)器 U6 得到兩路互補的驅(qū)動信號 A 和 B，分別都送到 NOR 門。在仿真中，我去掉了欠壓保護的控制，控制驅(qū)動的 NOR 門只有三個條件用來關(guān)斷當(dāng)前的脈寬：

?A 和 B 互補的驅(qū)動。

?最大占空

?PWM 比較的輸出。

過流保護比較器暫時不使用，電壓模式只控制占空比，動態(tài)性能要比電流模式差一點點。

圖12 電壓模式半橋控制模型

先來一個 0~20ms 的啟機波形：

圖13 電壓模式半橋啟機波形

展開細節(jié)：

?V（Vout_ac） 輸出電壓

?V（L2：1） 副邊濾波電感上的電壓

?I（L2） 副邊電感上的電流紋波

?V（C10:2，H1:1） 是變壓器兩端的電壓波形

?I（C10） 是隔直電容上的電流

圖14 電壓模式半橋啟機波形

做一個 10A~80A 的 10ms 一次的切換：

可以看到這個反饋參數(shù)不是很好，動態(tài)響應(yīng)比較糟糕。

圖14 電壓模式半橋在動態(tài)負載切換時的波形

繼續(xù)展開細節(jié)部分：

圖15 電壓模式半橋在動態(tài)負載切換時的波形

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仿真原文件： hb_uc1825a_v1.pdf

仿真原理圖： HB_UC1825A_V1.zip

第四部分 電壓模式全橋部分

控制模式幾乎和半橋一致，只是用兩路信號同時驅(qū)動對角的兩顆管子，便于仿真就沒有使用隔離驅(qū)動的電路，模型可見下圖：

圖15 電壓模式全橋的控制模型

0~20ms 的上電波形：

圖16 電壓模式全橋的啟機波形

展開細節(jié)：

?I（L2） /10 是副邊濾波電感上的紋波電路，便于觀察除以10倍。

?V（VREC） 是副邊濾波電感上的電壓。

?V（U2:1，H1:1）/50 是原邊變壓器兩端的電壓，為了便于觀察除以50倍。

?I（C10） 是流過隔直電容的電流。

?V（Vout_ac） 是輸出電壓（紋波蠻大的）。

圖17 電壓模式全橋的啟機波形

做一個 10A~100A 的 10ms 一次的動態(tài)切換：

圖18 電壓模式全橋的動態(tài)負載切換時波形

展開細節(jié)：

圖19 電壓模式全橋的動態(tài)負載切換時波形

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仿真原文件： fb_vm_test.zip

仿真原理圖： fb_vm_test_v1.pdf

第五部分 電流模式的

全橋控制模型仿真

電流模式只是將原邊電流引入控制，和誤差放大器的給定做比較，當(dāng)原邊電流達到給定值時，關(guān)閉當(dāng)前周期的脈寬。見控制模型：

圖20 峰值電流模式全橋的控制模型

來一個0~20ms上電仿真：

圖21 峰值電流模式全橋的啟機波形

展開后的細節(jié)：

?V（GAIN:OUT）PWM 比較器的給定是誤差放大器的輸出

?V（E7:IN+） PWM 比較器電流信號

?V（Vout_ac）輸出電壓

?V（Vrec） 是副邊濾波電感的電壓

?I（L1/10）是副邊濾波電感上的電流，為了便于觀察除以了10

圖22 峰值電流模式全橋的啟機波形

做 10A~100A 10ms 的切換：

圖22 峰值電流模式全橋的在動態(tài)負載切換時的波形

展開細節(jié)：

圖23 峰值電流模式全橋的在動態(tài)負載切換時的波形