01

空間矢量SVPWM控制

空間矢量SVPWM控制技術(shù)廣泛運(yùn)用于變頻器中，驅(qū)動(dòng)交流電機(jī)時(shí)，使電機(jī)的磁鏈成為圓形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，從而使電機(jī)產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。

三相電壓型橋式逆變電路

采用180°導(dǎo)通方式，共有8種工作狀態(tài)，即V6、V1、V2 通，V1、V2、V3通，V2、V3、V4通，V3、V4、V5通， V4、V5、V6通，V5、V6、V1通，以及V1、V3、V5通和V2、V4、V6通，用“1”表示每相上橋臂開關(guān)導(dǎo)通，用“0”表示下橋臂開關(guān)導(dǎo)通，則上述8種工作狀態(tài)可依次表示為100、110、010、011、001、101以及111和000。前6種狀態(tài)有輸出電壓，屬 有效工作狀態(tài) ，而后兩種全部是上管通或下管通，沒有輸出電壓，稱之為 零工作狀態(tài) ，故對(duì)于這種基本的逆變器，稱之為 6拍逆變器 。

對(duì)于6拍逆變器，在每個(gè)工作周期中，6種有效工作狀態(tài)各出現(xiàn)一次，每一種狀態(tài)持續(xù) 60°，在一個(gè)周期中6個(gè)電壓矢量共轉(zhuǎn)過(guò)360°，形成一個(gè)封閉的正六邊形

電壓空間矢量六邊形

對(duì)于111和000這兩個(gè)“零工作狀態(tài)”，在這里表現(xiàn)為位于原點(diǎn)的零矢量，坐落在正六邊形的中心點(diǎn)。采用PWM控制，就可以使交流電機(jī)的磁通盡量接近圓形，工作頻率越高，磁通就越接近圓形，需要的電壓矢量不是6個(gè)基本電壓矢量時(shí)，可以用兩個(gè)基本矢量和零矢量的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。

空間電壓矢量的線形組合

所要的矢量為us，用基本矢量u1和u2的線形組合來(lái)實(shí)現(xiàn)，u1和u2的作用時(shí)間一般小于開關(guān)周期To的60°，不足的時(shí)間可用“零矢量”補(bǔ)齊。

扇區(qū)Ⅰ內(nèi)三相PWM調(diào)制方式

02

PWM逆變電路的多重化

多重化目的是為了提高等效開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗，減少和載波有關(guān)的諧波分量。PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式。

電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路

電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出，兩個(gè)單元逆變電路的載波信號(hào)相互錯(cuò)開180°， 輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)N'的電壓uUN'=(uU1N'+uU2N')/2，已變?yōu)閱螛O性PWM波了，輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個(gè)電平，比非多重化時(shí)諧波有所減少。所加電壓的頻率越高，電抗器所需的電感量就越小。

二重PWM型逆變電路輸出波形

二重化后，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為nωc +kωr，但其中當(dāng)n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在2ωc附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高了 一倍。

03

PWM跟蹤控制技術(shù)

**跟蹤控制方法：**把希望輸出的電流或電壓波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際電流或電壓波形作為反饋信號(hào)， 通過(guò)兩者的瞬時(shí)值比較來(lái)決定逆變電路各功率開關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化。

滯環(huán)比較方式

此種方式電流跟蹤控制應(yīng)用的較多。

①PWM電流跟蹤控制單相半橋式逆變電路

把指令電流i 和實(shí)際輸出電流i的偏差i -i作為帶有滯環(huán)特性的比較器的輸入，通過(guò)其輸出來(lái)控制功率器件V1和V2的通斷。

滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

當(dāng)V1(或VD1)導(dǎo)通時(shí)，i增大；當(dāng)V2(或VD2)導(dǎo)通時(shí)，i減小。通過(guò)環(huán)寬為2ΔI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+ΔI和i*-ΔI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。環(huán)寬過(guò)寬時(shí)，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過(guò)窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過(guò)高，開關(guān)損耗增大。L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢；L小時(shí)，i的變化率大，開關(guān)頻率過(guò)高。

②三相電流跟蹤型PWM逆變電路

由三個(gè)單相半橋電路組成，三相電流指令信號(hào)iU 、iV和i*W依次相差120°。在線電壓的正半周和負(fù)半周內(nèi)，都有極性相反的脈沖輸出，這將使輸出電壓中的諧波分量增大，也使負(fù)載的諧波損耗增加。

采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn):

⑴硬件電路簡(jiǎn)單；

⑵實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快。

⑶不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。

⑷和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量多。

⑸屬于閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)。

電壓跟蹤控制：

把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。

u*=0時(shí)，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路。u為直流信號(hào)時(shí)，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波。u為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。

三角波比較方式

三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路

把指令電流iU、iV和i*W和逆變電路實(shí)際輸出的電流iU、iV、iW進(jìn)行比較，求出偏差電流，通過(guò)放大器A(放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性)放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。

特點(diǎn)：

⑴開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。

⑵為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。

⑶和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。

定時(shí)比較方式

這種方式不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘。以固定的采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控制變量進(jìn)行采樣，并根據(jù)二者偏差的極性來(lái)控制變流電路開關(guān)器件的通斷，使被控制量跟蹤指令信號(hào)。

我們以單相半橋逆變電路為例，在時(shí)鐘信號(hào)到來(lái)的采樣時(shí)刻

如i

如i>i*，V1關(guān)斷，V2導(dǎo)通，使i減小。

每個(gè)采樣時(shí)刻的控制作用都使實(shí)際電流與指令電流的誤差減小，采用定時(shí)比較方式時(shí)，器件的最高開關(guān)頻率為時(shí)鐘頻率的1/2。和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。