簡介

CAN總線由德國BOSCH公司開發(fā)，最高速率可達到1Mbps。CAN的容錯能力特別強，CAN控制器內建了強大的檢錯和處理機制。

另外，不同于傳統(tǒng)的網絡（如USB或者以太網），CAN節(jié)點與節(jié)點之間不會傳輸大數據塊，一幀CAN消息最多傳輸8字節(jié)用戶數據，采用短數據包也可以使得系統(tǒng)獲得更好的穩(wěn)定性。CAN總線具有總線仲裁機制，可以組建多主系統(tǒng)。

2、CAN標準

CAN是一個由國際化標準組織定義的串行通訊總線。最初是用于汽車工業(yè)，使用兩根信號總線代替汽車內復雜的走線。CAN總線具有高抗干擾性、自診斷和數據偵錯功能，這些特性使得CAN總線在各種工業(yè)場合廣泛使用，包括樓宇自動化、醫(yī)療和制造業(yè)。

CAN通訊協(xié)議ISO-11898：2003標準介紹網絡上的設備間信息是如何傳遞的，以及符合開放系統(tǒng)互聯(lián)參考模型（OSI）的哪些分層項。實際通訊是在連接設備的物理介質中進行，物理介質的特性由模型中的物理層定義。ISO11898體系結構定義七層，OSI模型中的最低兩層作為數據鏈路層和物理層，見圖2-1。

圖2-1：ISO 11898標準架構分層 在圖2-1中，應用程序層建立了上層應用特定協(xié)議，如CANopenTM協(xié)議的通訊鏈路。這個協(xié)議由全世界的用戶和廠商組織、CiA維護，詳情可訪問CiA網站：can-cia.de。 許多協(xié)議是專用的，比如工業(yè)自動化、柴油發(fā)動機或航空。另外的工業(yè)標準例子，是基于CAN的協(xié)議的，由KVASER和Rockwell自動化開發(fā)的DeviceNetTM。 3、標準CAN和擴展CAN CAN通訊協(xié)議是一個載波偵聽、基于報文優(yōu)先級碰撞檢測和仲裁（CSMA/CD+AMP）的多路訪問協(xié)議。CSMA的意思是總線上的每一個節(jié)點在企圖發(fā)送報文前，必須要監(jiān)聽總線，當總線處于空閑時，才可發(fā)送。 CD+AMP的意思是通過預定編程好的報文優(yōu)先級逐位仲裁來解決碰撞，報文優(yōu)先級位于每個報文的標識域。更高級別優(yōu)先級標識的報文總是能獲得總線訪問權，即：標識符中最后保持邏輯高電平的會繼續(xù)傳輸，因為它具有更高優(yōu)先級。

ISO-11898:2003標準，帶有11位標識符，提供的最高信號速率從125Kbps到1Mbps。更遲一些的修訂標準使用了擴展的29位標識符。標準11位標識符位域參見圖3-1，提供2048個不同的報文標識符，擴展29位標識符位域參見圖3-2，提供537百萬個不同報文標識符。 3.1 標準CAN 標準CAN只有11位標識符，每幀的數據長度為51+（0~64）=（51~117）位。 注：不計位填充（位填充將在本文第5節(jié)描述）。

圖3-1：標準CAN---11位標識符

· SOF - 幀起始，顯性（邏輯0）表示報文的開始，并用于同步總線上的節(jié)點。

· 標識符 - 標準CAN具有11位標識符，用來確定報文的優(yōu)先級。此域的數值越小，優(yōu)先級越高。

· RTR - 遠程發(fā)送請求位，當需要從另一個節(jié)點請求信息時，此位為顯性（邏輯0）。所有節(jié)點都能接收這個請求，但是幀標識符確定被指定的節(jié)點。響應數據幀同樣被所有節(jié)點接收，可以被有興趣的節(jié)點使用。

· IDE - 標識符擴展位為顯性時表示這是一個標準CAN格式，為隱形表示這是擴展CAN格式。

· r0 - 保留位（可能將來標準修訂會使用）

· DLC - 4位數據長度代碼表示傳輸數據的字節(jié)數目，一幀CAN最多傳輸8字節(jié)用戶數據

· 數據0~8 – 最多可以傳輸8字節(jié)用戶數據

· CRC - 16位（包括1位定界符）CRC校驗碼用來校驗用戶數據區(qū)之前的（包含數據區(qū)）傳輸數據段。

· ACK - 2位，包含應答位和應答界定符。發(fā)送節(jié)點的報文幀中，ACK兩位是隱性位，當接收器正確地接收到有效的報文，接收器會在應答位期間向發(fā)送節(jié)點發(fā)送一個顯性位，表示應答。如果接收器發(fā)現這幀數據有錯誤，則不向發(fā)送節(jié)點發(fā)送ACK應答，發(fā)送節(jié)點會稍后重傳這幀數據。

· EOF – 7位幀結束標志位，全部為隱性位。如果這7位出現顯性位，則會引起填充錯誤。

· IFS – 7位幀間隔標志位，CAN控制器將接收到的幀正確的放入消息緩沖區(qū)是需要一定時間的，幀間隔可以提供這個時間。

3.2 擴展CAN 擴展CAN具有29位標識符，每幀數據長度為71+（0~64）=（71~135）位。 注：不計位填充（位填充將在本文第5節(jié)描述）。

圖3-2：擴展CAN---29位標識符 擴展CAN消息相對于標準CAN消息增加的內容如下：

· SRR – 代替遠程請求位，為隱性。所以當標準幀與擴展幀發(fā)送相互沖突并且擴展幀的基本標識符與標準幀的標識符相同時，標準幀優(yōu)先級高于擴展幀。

· IDE – 為隱性位表示標志位擴展幀，18位擴展標識符緊跟著IDE位。

· r1 – 保留

4、CAN消息 4.1 仲裁 典型CAN的基本原理見圖4-1所示，從圖中可以看出，總線邏輯狀態(tài)與驅動器輸入和接收器輸出邏輯是相反的。 正常情況下，邏輯高電平為1，邏輯低電平為0，但是CAN總線卻是邏輯高電平為0，稱為顯性，邏輯低電平為1，稱為隱性。所以，很多收發(fā)器的驅動器輸入端都會內置上拉電阻，在沒有任何輸入時，CAN總線就會表現為隱性（邏輯低電平）。

圖4-1：反轉的CAN總線邏輯 在總線空閑時，最先開始發(fā)送報文的節(jié)點獲得發(fā)送權。

如果多個節(jié)點同時訪問總線，CAN使用非破壞式、逐位仲裁的方式決定哪個節(jié)點使用總線：各發(fā)送節(jié)點從仲裁域（標識符和RTR域）的第1位開始進行仲裁，連續(xù)輸出顯性電平（0）最多的節(jié)點可以繼續(xù)發(fā)送。 因此，標識符數值越低的CAN報文，優(yōu)先級越高。標識符數值為0的CAN報文，具有最高優(yōu)先級，因為它輸出的顯性電平最多。 4.2 消息類型 CAN有四種不同的報文類型：數據幀、遠程幀、錯誤幀和過載幀。 5、位填充機制 幀起始、仲裁域、控制域、數據域以及CRC校驗和域，均通過位填充方法編碼。位填充是指，無論何時，發(fā)送器只要檢測到位流中有5個連續(xù)相同邏輯的位，便會自動在位流中插入一個補碼位。 舉例來說，如果連續(xù)5個顯性位，則在5個顯性位之后自動插入1個隱性位。接收器會自動刪除這個插入的填充位。

數據幀或遠程幀的剩余位域（CRC界定符、應答域和幀結尾域）形式固定，不填充。錯誤幀和過載幀也不填充。

CAN網絡同步需要足夠多的上升沿，這是CAN協(xié)議規(guī)定位填充的目的之一。位填充的其它作用：確保數據幀不會被當作錯誤幀（由6個連續(xù)的顯性或隱性位組成）、確保正確識別幀結束標志（7個連續(xù)隱性位）。 6、錯誤檢測和故障界定 CAN總線具有很高的健壯性，這可能要歸功于CAN具有多種錯誤檢查機制。CAN協(xié)議制定了5種錯誤檢測方法：三種位于報文層，兩種位于位流層。 如果一個數據幀出現錯誤，那么這個幀會被丟棄，并且接收節(jié)點還會發(fā)送一個錯誤幀。這會強制發(fā)送節(jié)點重復發(fā)送出錯的報文，直到接收節(jié)點正確接收。如果同一個報文重復出錯，達到一定次數后，發(fā)送節(jié)點可以關閉發(fā)送功能以降低對總線的影響。

報文層的錯誤檢測包括CRC和ACK。16位的CRC域包含15位校驗和、1位界定符。ACK域包括1位應答位、1位界定符。

CRC校驗錯誤很好理解，它對數據域以及數據域之前的位生產CRC校驗。由于一幀CAN報文數據流很?。ㄗ疃?個用戶數據），所以15位CRC的偵錯能力非常優(yōu)秀。

那么，ACK域是怎么起作用的呢？這是由CAN協(xié)議規(guī)定的，即發(fā)送節(jié)點發(fā)送一幀數據后，接收節(jié)點必須向發(fā)送節(jié)點應答，如果發(fā)送節(jié)點沒有收到接收節(jié)點的應答信號，就會認為自己發(fā)送失敗，從而重傳數據。

報文層的第三種錯誤檢查方法是格式檢查。這種檢查會監(jiān)控報文中那些一定為隱性位的域，如果這些域中出現顯性位，則檢測到格式錯誤。這些域包括SOF、EOF、ACK的界定符和CRC的界定符。

位流層的錯誤檢測之一是發(fā)送到總線上的每一個數據位，都會被監(jiān)視，如果發(fā)現發(fā)送的位和總線上的位不相同時，產生位錯誤。這種監(jiān)視機制并不會監(jiān)視仲裁域的位，這是因為多個節(jié)點同時競爭總線時，優(yōu)先級高的節(jié)點可能會覆寫總線上的仲裁域位。

位流層的另外一個錯誤檢測機制是位填充規(guī)則：5個連續(xù)相同邏輯位之后，如果第6個位的邏輯還和前五個相同，則產生位填充錯誤。 7、網絡拓撲 CAN使用差分信號，需要一對信號線，推薦使用雙絞線，網絡拓撲如圖7-1所示。使用差分信號可以抑制共模干擾、能夠增加系統(tǒng)可靠性，允許使用更高的速率。

高速ISO 11898標準規(guī)定了CAN傳輸最高速率為1Mbps，在這個速率下，傳輸距離最長40米（掛接30個節(jié)點，CAN信號不隔離）。推薦節(jié)點分支長度最大為0.3米、推薦使用帶屏蔽或不帶屏蔽的雙絞線，線纜特性阻抗為120歐姆。

圖7-1：CAN總線網絡拓撲結構圖 8、終端匹配 終端匹配電阻大小等于傳輸電纜特性阻抗，傳輸電纜特性阻抗由電纜供應商提供，一般近似為Z=√（L/C）。其中L為電纜單位長度感抗，C為電纜單位長度電容。

由于CAN收發(fā)器結構，從隱性變成顯性由晶體管驅動，所以都是很陡的，但是從顯性回到隱性，卻需要終端電阻來放電，否則就會由于導線分布電容，緩慢放電，導致位寬錯誤。所以所謂的近距離、低波特率CAN總線不加終端電阻的做法，都是錯誤的。

RS485與CAN總線不同，由于RS485收發(fā)器中一般都內置失效保護電路，在近距離、低波特率下允許不加終端匹配電阻。 9、電纜與接線 CAN總線采用差分信號傳輸，如果使用帶屏蔽雙絞線，屏蔽層應單點接地。

圖9-11列出帶單屏蔽層的CAN電纜剖析與連接線示范。

圖9-1：電纜信號分配、接地和終端匹配 通常情況下，電纜截面積越小，其分布電容、分布電感和直流電阻越大。當通訊距離較遠時，電容、電感和直流電阻會引起信號衰減，波形失真和抖動。

一般而言，電纜供應商會提供信號衰減圖表。圖9-2所示的曲線顯示了24-AWG電纜衰減和頻率的關系：

圖9-2：信號衰減 10、差分信號電壓幅值 如圖10-1所示，兩條信號線CAN_H和CAN_L靜態(tài)時均為2.5V左右，此時狀態(tài)表示邏輯1，稱作隱性；CAN_H比CAN_L高表示邏輯0，稱為顯性，此時通常CAN_H電壓3.5V、CAN_L電壓1.5V。

圖10-1：CAN電平幅值 CAN標準規(guī)定，CAN總線上的差分電壓》0.9V才能被識別成顯性電平，《0.5V才能被識別成隱性電平，0.5~0.9之間的電平不能確定電平極性。如表10-1所示：

表10-1：差分電壓幅值與電平極性關系 在實際項目布線時，容易漏加或者多加終端匹配電阻。我們可以通過測量CAN差分電壓幅值來評估是否漏加或多加終端匹配電阻。如果不計導線電阻，終端電阻固定為120歐姆，單節(jié)點CAN總線差分電壓如表10-2所示：

表10-2：終端匹配電阻數目與差分電壓幅值關系 11、電纜截面積與通訊距離 電纜截面積對通訊距離影響很大，特別是遠距離通訊。遠距離傳輸線上的分布電容、分布電感和直流參數會引起信號衰減。很多CAN通訊應用都具有距離遠、波特率低的特性。 比如，本公司的KTC161通訊控制系統(tǒng)使用10kpbs，傳輸距離要不小于3km。在這種情況下，傳輸電纜的直流電阻對傳輸距離影響非常大，因為這個直流電阻會和終端匹配電阻分壓。

如圖11-1所示，1號節(jié)點與2號節(jié)點相隔5km，使用的傳輸電纜直流電阻12.8歐姆/km，終端匹配電阻為124歐姆。1號節(jié)點發(fā)送的波形差分電壓幅值為2V，經過5km傳輸電纜到2號節(jié)點時，差分電壓幅值大約為1V，信號衰減了一半！ 需要指出的是，CAN總線上的差分電壓》0.9V才能被識別成顯性電平，現在2號節(jié)點只有1V差分電壓，其可靠性已經變的較低。

為了保證可靠的數據通訊，一個有用的經驗法則是：最末端節(jié)點差分電壓幅值不小于1.2V。

需要注意的是，圖中故意忽略了分布電容和分布電感的影響，因此傳輸的波形沒有畸變。

圖11-1：傳輸電纜直流電阻分壓示意圖 對于雙絞線，假設其終端匹配電阻與電纜特性阻抗相同，則截面積與最大通訊距離可參考表11-1：

表11-1：截面積與最大通訊距離關系

為了把電纜直流電阻引起的電壓衰減降到最小，較大的終端電阻值（150~300歐姆）有助于增加總線長度。比如，使用截面積為1.5 mm2的雙絞線電纜，電纜特性阻抗為120歐姆。傳輸波特率為5kpbs的數據時，使用120歐姆的匹配電阻最遠可以傳輸5km，但使用300歐姆的匹配電阻則可以傳輸7km！ 12、波特率、終端匹配電阻與通訊距離 上文第11節(jié)講述了傳輸線截面積與通訊距離的關系，本小節(jié)將保持傳輸線截面積不變，查看其它參數對通訊距離的影響。以截面積為1.5 mm2屏蔽雙絞線為例，其波特率、終端匹配電阻與通訊距離的關系如圖12-1所示。 其中，當波特率較高，通訊距離有限。比如1Mbps，信號隔離后的CAN通訊距離大約為25~30米（大部分的實際項目中都會對CAN通訊模塊電氣隔離，隔離器件會降低通訊距離）。波特率較低并且將終端匹配電阻增大，可遠距離通訊。比如5kbps、終端匹配電阻為390歐姆時，通訊距離可達10km！

圖12-1：波特率、終端匹配電阻和通訊距離關系圖 13、信號延遲與通訊距離 高波特率情況下，制約CAN通訊距離的，是信號延遲。信號經過隔離光耦、傳輸電纜、ESD器件時，都會引起信號延遲。如果CAN的重同步也不足以彌補這個延遲，就會導致采樣錯誤，最終CRC校驗錯誤。

圖12-1給出了截面積為1.5mm2傳輸電纜，在不同波特率和終端匹配電阻下的最大通訊距離。其中當波特率為1Mbps時，通訊距離大約為30米。30米的通訊電纜，其傳輸損耗可以忽略不計，此時影響通訊距離的主要是信號延遲。

通常，傳輸電纜延時為5ns/m、高速光耦延時可達25ns、磁耦合隔離器件延遲3~5ns。在CAN通訊系統(tǒng)中，一個優(yōu)良的延遲標準是：

其中，tl_MAX為最大延遲時間，tBIT為位時間。

以1Mbps為例，其位時間為1us，則tl_MAX 《 0.245 × tBIT = 0.245 × 1us = 245ns。信號在1.5mm2傳輸電纜上傳輸49米就能達到這個延遲時間。另外，再加上信號上升/下降沿時間以及隔離器件、ESD器件、PCB走線延時，實際項目中，1Mbps波特率在1.5mm2傳輸電纜上只能傳輸30米。

這也是為什么RS485波特率可以達到10Mbps甚至50Mbps，而CAN標準最大速率只有1Mbps的原因。

表13-1給出了判定延遲的參考標準，在實際項目中，推薦信號延遲處于良好一欄標準。

表13-1：最大延遲參考標準

14、節(jié)點最小間距 CAN總線是分布式參數電路，其電氣特性和響應主要由沿物理介質分布的電感和電容所決定。這里物理介質包括連接電纜、連接器、終端和沿總線掛接的CAN設備。

空載情況下，傳輸電纜的特性阻抗近似為Z=√（L/C），其中L為電纜單位長度感抗，C為電纜單位長度電容。隨著負載的增加，傳輸線上的電容增加（負載電容、負載與總線連接線電容），傳輸電纜特性阻抗相比空載情況下變小。如果負載比較集中，則負載區(qū)傳輸電纜特性阻抗和空閑區(qū)電纜特性阻抗相差較大，從而會引起阻抗不匹配。如圖14-1所示。

圖14-1：負載不均衡的CAN總線原理示意圖 CAN總線阻抗不匹配會產生信號反射，雪上加霜的是CAN的仲裁機制：在仲裁期間，兩個或更多個節(jié)點可能同時發(fā)送多個顯性位。 如圖14-1所示，當開關S1在t=0時刻從顯性狀態(tài)切換到隱性狀態(tài)，CAN驅動器差分輸出電壓為Vs，總線上的差分信號會由顯性狀態(tài)（Vs）變成穩(wěn)定的隱性狀態(tài)（0V）。這個信號波形會沿著總線向下傳播，到達總線的負載區(qū)時，阻抗不匹配引起的反射電壓將返回到源端。 負載與負載之間的最小安全距離d是設備集總負載電容CL和電纜的單位長度分布電容C的函數，定義如下：

設備集總負載電容CL包括CAN收發(fā)器引腳、連接器、隔離器件、保護器件、印制電路板走線以及其它物理連線的電容總和。

3.3V的CAN收發(fā)器一般能達到16pF電容，具體可以參考收發(fā)器數據手冊；印制板走線一般0.5pF~0.8pF/cm，這取決于電路板的材質和結構；連接器和保護裝置（比如ESD器件）的電容值可能范圍會很大，具體要參考設備數據手冊；非屏蔽雙絞線介質的分布電容大約在40pF/m~70pF/m。

圖14-2給出了更明了的圖表顯示：

圖14-2：最小CAN設備間距 15、信號位采樣點位置 信號位采樣點是指CAN節(jié)點識別一個電平邏輯的位置。CAN標準把總線上的每一位都細分為不同的階段，如圖15-1所示。 在圖中可以看到，每個位被分為同步段、傳播段、相位緩沖段1和相位緩沖段2四個連續(xù)部分。其中，采樣點位于相位緩沖段1之后，同步段、傳播段、相位緩沖段1和相位緩沖段2的持續(xù)時間都是可以編程的，因此采樣點位置也是間接可編程的。

圖15-1：每一個數據位的分段示意圖 一般CAN節(jié)點是每個位采樣一次（也可以采樣3次，多用于低速場合），采樣點位置都在一個位的50%以后的區(qū)域，這是為了讓信號電平趨于穩(wěn)定。采樣點越靠后，波形越穩(wěn)定。但也不是越靠后越好，采樣點位置超過95%時，因為傳輸過程中的位偏差，可能會引起錯誤。 CIA推薦采樣點為一個位時間的87.5%處，在實際項目中，一般設置為70%~90%，大部分汽車廠商規(guī)定采樣點為70~80%。

采樣點略靠后，比如80~90%，有利于遠距離傳輸。提高節(jié)點波特率寄存器中的同步跳轉寬度SJW值（加大到3個單位時間），可以加大位寬度和采樣點的容忍度。 16、波特率偏差 由于受到晶振影響，CAN通訊波特率實際值與理論值會有偏差。如果兩個節(jié)點之間波特率偏差較大，容易造成誤碼率增大或通訊失敗等問題。 CAN標準規(guī)定，設定的理論波特率與實際波特率偏差不得超過±1%；節(jié)點需要容忍的波特率偏差不得小于±3%。 17、節(jié)點容抗 在CAN通訊電路設計過程中，節(jié)點容抗是容易被忽略的。節(jié)點容抗包括收發(fā)器引腳電容、PCB走線電容、ESD器件電容以及其它連線電容。

CAN標準對節(jié)點容抗有嚴格定義，容抗影響上升沿下降沿斜率，節(jié)點容抗增大，上升沿和下降沿會變緩，導致位時間畸變，誤碼率增加。上升沿和下降沿變緩會使得信號延遲變大，在高波特率下，影響信號傳輸質量和通訊距離。

節(jié)點容抗不易測量，需要專門儀器。在電路設計時，要對結合數據手冊中給出的典型值，對CAN接口電路使用的器件總電容值進行估算。對于高波特率情況下，單節(jié)點電容推薦《100pF，多節(jié)點電容推薦值見表17-1所示。低波特率應用可以放寬要求。

表17-1：單節(jié)點電容最大值

18、節(jié)點數量 可以連接到網絡上的節(jié)點數量由收發(fā)器可以驅動的最小負載阻抗來決定。最大節(jié)點數量由下面的公式給出（考慮最壞情況）：

其中，Rdiff_min為收發(fā)器差動輸入阻抗最小值，RL_min為收發(fā)器可驅動的負載電阻最小值，RT_min為終端匹配電阻最小值。

在上式中，收發(fā)器差動輸入阻抗最小值（Rdiff_min）和收發(fā)器可驅動的負載阻抗最小值（RL_min）由收發(fā)器芯片決定，終端匹配電阻最小值（RT_min）由傳輸電纜特性阻抗以及具體應用決定。

以本公司使用的PCA82C251收發(fā)器為例，其收發(fā)器差動輸入阻抗最小值Rdiff_min = 20K歐姆，收發(fā)器可驅動的負載阻抗最小值RL_min = 45歐姆，假設終端匹配電阻最小值RT_min = 120歐姆，則最大節(jié)點數量為112個。 19、共模電壓范圍 共模電壓是指總線上的發(fā)送節(jié)點地和接收節(jié)點地之間的電勢差。過高的共模電壓會對系統(tǒng)造成影響，可能造成間歇重啟、死鎖、誤碼率增高甚至損害設備。在遠距離通訊系統(tǒng)中，共模干擾的問題會更加突出，因為隨著通訊線距離的增加，地環(huán)路會拾取更多的噪聲，使得共模電壓增大。

目前的CAN收發(fā)器都可以容忍一定的共模電壓，ISO 11898標準規(guī)定，CAN收發(fā)器必須能容忍-2V~7V的共模電壓。對于長達數千米的CAN通訊系統(tǒng)來說，標準規(guī)定的共模電壓容忍能力遠遠達不到實際要求。因此，電流隔離對于遠距離數據傳輸系統(tǒng)來說仍是必須的。 20、總線短路保護和熱關斷保護 總線短路保護是指總線與電源或地短路后，CAN收發(fā)器不會損壞，短路故障解除后，CAN收發(fā)器能繼續(xù)工作。這個特性可以在總線極性反接、電纜絕緣層失效、意外短路到高壓源時對收發(fā)器提供保護。

熱關斷電路用于幫助CAN收發(fā)器防御因短路產生破壞性電流和高溫。一旦激活熱關斷電路，設備會進入關斷模式。當設備冷卻到正常操作溫度時，設備自動恢復運行。

本公司使用的PCA82C251收發(fā)器具有短路保護和熱關斷保護。短路保護允許總線與24V電源短接。 21、電流隔離 遠距離數據傳輸可能會有較大的地電勢差、地環(huán)流等問題，會在CAN總線上形成高共模電壓。如果共模電壓超出CAN收發(fā)器容忍的最大限度，數據鏈路就會不正常。

解決這些問題的一個方法是使用電流隔離：隔離變壓器為系統(tǒng)提供電源，光耦或數字隔離器件提供數據隔離。電流隔離可以去除地環(huán)流，抑制噪聲電壓。采用電流隔離的電路如圖21-1所示，本公司CAN接口電路也采用了電流隔離處理。

圖21-1：遠距離通訊電流隔離電路示意圖 22、CAN接口電路與RS485接口電路 CAN總線和RS485總線都是采用差分信號傳輸數據，它們在總線拓撲、終端匹配、信號衰減、隔離與接地、波特率與通訊距離關系等方面都是相似的。但是CAN有自己的一些特性，在接口設計中，不能照抄RS485接口電路。

CAN總線對信號延遲敏感，因此信號隔離必須使用高速光耦或者磁耦合器件，以減少信號延遲。公司大量使用的TLP521光耦因為延遲時間過大（微秒級）不可以用于CAN接口電路。

CAN總線對電容敏感，在設計CAN接口電路時，需要使用CAN專用共模電感、專業(yè)ESD器件；需要根據應用的最大波特率和通訊距離，來決定是否在CAN總線上增加濾波電容以及濾波電容的大小。

審核編輯：郭婷