針對(duì)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)階段應(yīng)考慮的EMC問(wèn)題，介紹了PCB及其結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)提取和頻域仿真的方法，在開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)階段對(duì)其傳導(dǎo)EMI進(jìn)行預(yù)測(cè)，定位開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)EMI傳播路徑的影響因素，在此基礎(chǔ)上給出開(kāi)關(guān)電源PCB及其結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的基本原則。對(duì)開(kāi)關(guān)電源EMI預(yù)測(cè)過(guò)程中需要注意的問(wèn)題以及降低開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)EMI的方法策略進(jìn)行了分析和總結(jié)。

　　1 引言

　　隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高以及功率密度的增加，開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部的電磁環(huán)境越來(lái)越復(fù)雜，其電磁兼容問(wèn)題成為電源設(shè)計(jì)中的一大重點(diǎn)，同時(shí)也成為電源設(shè)計(jì)工作的一大難點(diǎn)。常規(guī)設(shè)計(jì)方法中，依靠經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)處理EMC問(wèn)題，樣機(jī)建立完畢之后才能對(duì)EMC問(wèn)題做最后的考慮。傳統(tǒng)的EMC的補(bǔ)救辦法只能增加額外的元器件，而增加元件有可能影響原始的控制環(huán)帶寬，造成重新設(shè)計(jì)整個(gè)系統(tǒng)的最壞情況，增加了設(shè)計(jì)成本。為了避免出現(xiàn)這樣的情況，需要在設(shè)計(jì)過(guò)程中考慮EMC的問(wèn)題，對(duì)開(kāi)關(guān)電源的EMI進(jìn)行一定精度的分析和預(yù)測(cè)，并根據(jù)干擾產(chǎn)生的機(jī)理及其在各頻帶的分布情況改進(jìn)設(shè)計(jì)，降低EMI水平，從而降低設(shè)計(jì)成本。

　　2 開(kāi)關(guān)電源EMI特點(diǎn)及分類(lèi)

　　對(duì)開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)電磁干擾進(jìn)行預(yù)測(cè)，首先需要明確其產(chǎn)生機(jī)理以及噪聲源的各項(xiàng)特性。由于功率開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)動(dòng)作，其電壓和電流變化率都很高，上升沿和下降沿包含了豐富的高次諧波，所以產(chǎn)生的電磁干擾強(qiáng)度大；開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾主要集中在二極管、功率開(kāi)關(guān)器件以及與其相連的散熱器和高頻變壓器附近；由于開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率從幾十kHz到幾MHz，所以開(kāi)關(guān)電源的干擾形式主要是傳導(dǎo)干擾和近場(chǎng)干擾。其中，傳導(dǎo)干擾會(huì)通過(guò)噪聲傳播路徑注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設(shè)備。

　　開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)干擾分為2大類(lèi)。

　　1）差模（DM）干擾。DM 噪聲主要由di/dt引起，通過(guò)寄生電感，電阻在火線和零線之間的回路中傳播，在兩根線之間產(chǎn)生電流Idm，不與地線構(gòu)成回路。

　　2）共模（CM）干擾。CM 噪聲主要由dv/dt引起，通過(guò)PCB的雜散電容在兩條電源線與地的回路中傳播，干擾侵入線路和地之間，干擾電流在兩條線上各流過(guò)二分之一，以地為公共回路；在實(shí)際電路中由于線路阻抗不平衡，使共模信號(hào)干擾會(huì)轉(zhuǎn)化為不易消除的串?dāng)_干擾。

　　3 開(kāi)關(guān)電源EMI的仿真分析

　　從理論上來(lái)講，無(wú)論是時(shí)域仿真還是頻域仿真，只要建立了合理的分析模型，其仿真結(jié)果都能正確反映系統(tǒng)的EMI量化程度。

　　時(shí)域仿真方法需要建立變換器中包含所有元件參數(shù)的電路模型，利用PSPICE或Saber軟件進(jìn)行仿真分析，使用快速傅里葉分析工具得到EMI的頻譜波形，這種方法在DM 噪聲的分析中已經(jīng)得到了驗(yàn)證。然而開(kāi)關(guān)電源中的非線性元件如MOSFET，IGBT 等半導(dǎo)體器件，其非線性特性和雜散參數(shù)使模型非常復(fù)雜，同時(shí)開(kāi)關(guān)電源電路工作時(shí)其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不斷改變，導(dǎo)致了仿真中出現(xiàn)不收斂的問(wèn)題。在研究CM 噪聲時(shí)，必須包含所有的寄生元件參數(shù)，由于寄生參數(shù)的影響，F(xiàn)FT結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果很難吻合；開(kāi)關(guān)功率變換器通常工作在很大的時(shí)間常數(shù)范圍內(nèi)，主要包括3組時(shí)間常數(shù)：與輸出端的基本頻率有關(guān)的時(shí)間常數(shù)（幾十ms）；與開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)的時(shí)間常數(shù)（幾十μｓ）；與開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)的上升時(shí)間和下降時(shí)間有關(guān)的時(shí)間常數(shù)（幾ns）。

　　正因如此，在時(shí)域仿真中，必須使用非常小的計(jì)算步長(zhǎng)，并且需要用很長(zhǎng)時(shí)間才能完成計(jì)算；另外，時(shí)域方法得到的結(jié)果往往不能清晰地分析電路中各個(gè)變量對(duì)干擾的影響，不能深層解釋開(kāi)關(guān)電源的EMI行為，而且缺乏對(duì)EMI機(jī)理的判斷，不能為降低EMI給出明確的解決方案。

　　頻域仿真是基于噪聲源和傳播途徑阻抗模型基礎(chǔ)上的分析方法。利用LISN為噪聲源提供標(biāo)準(zhǔn)負(fù)載阻抗。如圖1所示，從LISN看過(guò)去，整個(gè)系統(tǒng)可以簡(jiǎn)化成噪聲源、噪聲路徑和噪聲接收器（LISN）。頻域方法可以大大降低仿真計(jì)算的時(shí)間，一般不會(huì)出現(xiàn)計(jì)算結(jié)果不收斂的情況。

　　圖1 噪聲源與傳播路徑概念

　　圖1中，噪聲路徑包括PCB傳導(dǎo)、耦合路徑，散熱片電容耦合路徑，變壓器耦合路徑等。

　　4　基于頻域方法的SMPS等效電路模型

　　對(duì)開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行頻域仿真，首先要建立開(kāi)關(guān)電源的頻域仿真模型。開(kāi)關(guān)電源EMI頻域預(yù)測(cè)的重點(diǎn)是對(duì)噪聲路徑的建模，其中包括：無(wú)源器件的高頻模型；PCB及結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)的抽取。

　　在考慮無(wú)源器件、PCB及結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)的基礎(chǔ)上，建立開(kāi)關(guān)電源集中參數(shù)的電路模型，可以通過(guò)計(jì)算或仿真得到該電路的阻抗，諧振點(diǎn)等，從而為降低EMI提供有力的依據(jù)。

　　由于差模噪聲和共模噪聲的傳播路徑不同，有必要對(duì)DM 傳播路徑和CM 傳播路徑分別建模。這樣可以更好地分析各種干擾的特點(diǎn)，而且還可以為設(shè)計(jì)濾波器提供有力的依據(jù)。

　　4.1　噪聲源的模型建立

　　由于需要分別對(duì)DM 噪聲和CM 噪聲進(jìn)行分析，所以對(duì)DM 噪聲源和CM 噪聲源也需要分別建模。M.Nave在文獻(xiàn)［3］中提出使用電流源作為DM 噪聲源，使用電壓源作為CM 噪聲源的方法，就是因?yàn)镈M 噪聲主要由di/dt引起，而CM 噪聲則主要由dv/dt引起。文獻(xiàn)［4］在此基礎(chǔ)上對(duì)CM 噪聲源進(jìn)行了改進(jìn)，考慮了電壓過(guò)沖和下沖，并且在線路阻抗近似平衡的情況下，利用DM 電流源和一個(gè)電壓源來(lái)表示CM 噪聲源（如圖2所示）。

　　圖2 共模噪聲源的表示

　　文獻(xiàn)基本都是用梯形波來(lái)表示噪聲源的，但實(shí)際中并不是每個(gè)電路中的開(kāi)關(guān)器件的波形都能很好地用梯形波近似，圖3所示即為一個(gè)反激電源開(kāi)關(guān)管的電流電壓波形，除了梯形波之外，還有電流尖峰，電壓過(guò)沖和下沖等分量，會(huì)導(dǎo)致噪聲源的頻譜與梯形波有一定的不同。所以不能盲目地使用梯形波來(lái)表征噪聲源，而是需要對(duì)電路進(jìn)行分析或者仿真，從而得到開(kāi)關(guān)器件的電流或電壓波形，基于此波形再對(duì)噪聲源進(jìn)行建模，這樣才能更精確地反映開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾。

　　圖3 某反激電源開(kāi)關(guān)管的電流電壓波形

　　4.2　無(wú)源器件的高頻模型

　　在EMI的頻率范圍內(nèi)，常用的無(wú)源器件都不能再被認(rèn)為是理想的，他們的寄生參數(shù)嚴(yán)重影響著其高頻特性。

　　在各種無(wú)源器件中，電阻、電感和電容的高頻等效寄生參數(shù)可以用高頻阻抗分析儀測(cè)得。表1所示為各種無(wú)源器件的理想模型和高頻等效模型。

　　表1　電阻、電容、電感及變壓器的高頻等效模型

　　對(duì)于高頻變壓器，提出可以使用有限元分析方法和實(shí)驗(yàn)測(cè)量法求取，從而可以得到漏感、原副邊自電容和原副邊互電容這些引起電路震蕩、增加傳導(dǎo)EMI的主要參數(shù)。使用ansoft公司的Maxwell仿真軟件，可以通過(guò)輸入變壓器的繞組和磁芯的幾何尺寸與電磁參數(shù)，利用有限元分析的方法得到各寄生參數(shù)。實(shí)驗(yàn)測(cè)量法的總體思路就是在所建立模型的基礎(chǔ)上，推導(dǎo)出變壓器在不同工作狀態(tài)下的阻抗特性（如原副邊繞組開(kāi)路，短路的不同組合）方程，然后測(cè)量這些狀態(tài)下的阻抗，從而得到漏感和寄生電容。

　　4.3　PCB及結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)的提取

　　除了元器件選取、電路及其結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，PCB的布局、布線設(shè)計(jì)、線路板加工對(duì)電磁兼容會(huì)造成很大影響，是一個(gè)非常重要的設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)。由于開(kāi)關(guān)電源的 PCB布線基本上都是依據(jù)經(jīng)驗(yàn)手工布置，有很大的隨意性，這就增加了PCB分布參數(shù)提取的難度。PCB的寄生參數(shù)會(huì)造成開(kāi)關(guān)電源噪聲傳播途徑的阻抗變化，影響控制器對(duì)開(kāi)關(guān)電源輸出電壓電流的控制作用。PCB的布局不合理還會(huì)形成開(kāi)關(guān)電源向外輻射電磁干擾的途徑，同時(shí)也會(huì)通過(guò)該途徑吸收外界電磁干擾，從而降低開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾抗擾度。所以PCB的布局布線是開(kāi)關(guān)電源EMC設(shè)計(jì)中極為重要的環(huán)節(jié)。

　　對(duì)于傳導(dǎo)干擾，寄生參數(shù)的提取精確度是通過(guò)仿真有效預(yù)測(cè)EMI水平的關(guān)鍵。盡管對(duì)于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的元件來(lái)說(shuō)，寄生參數(shù)是很容易計(jì)算的，但是對(duì)于復(fù)雜結(jié)構(gòu)中的元件來(lái)說(shuō)，并不是那么容易就能得到寄生參數(shù)，例如多層板和直流母線的寄生參數(shù)。

　　為了建立開(kāi)關(guān)電源PCB的高頻模型，需要對(duì)PCB的結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)進(jìn)行抽取。提取PCB寄生參數(shù)的方法有很多，其中TDR（時(shí)域反射）方法可以在不知道實(shí)際幾何形狀的情況下對(duì)寄生電感和寄生電容進(jìn)行提取，但是TDR（時(shí)域反射）方法需要時(shí)域反射儀，用于樣機(jī)建成后，這就使開(kāi)發(fā)成本大大增加，而且TDR 方法不能尋找到復(fù)雜結(jié)構(gòu)中的耦合效應(yīng)；然而FEA（有限元分析）方法則可以克服這一缺點(diǎn)，用于樣機(jī)建成前。利用FEA工具可以準(zhǔn)確地得到PCB的寄生參數(shù)，并能考慮復(fù)雜幾何結(jié)構(gòu)的耦合情況。

　　有很多對(duì)PCB結(jié)構(gòu)進(jìn)行寄生參數(shù)抽取軟件，如InCa，SIwave，Q3D 等，分別用不同的方法對(duì)PCB的寄生參數(shù)進(jìn)行計(jì)算和提取，如部分元等效電路方法、有限元分析方法、有限元分析方法和矩量法結(jié)合的方法等。其中InCa軟件只能計(jì)算分布電感，不適合計(jì)算分布電容，不宜處理共模干擾的仿真分析；SIwave軟件提取出來(lái)的是電路的Ｓ參數(shù)，不能清晰地反映PCB中的耦合情況及其對(duì)開(kāi)關(guān)電源EMI的影響；Q3D 軟件利用FEA 和MOM結(jié)合的方法求解電磁場(chǎng)，可以得到PEEC部分元等效電路，也可以得到PCB上各導(dǎo)體的互感互容，可以清晰地分析各種情況下PCB結(jié)構(gòu)對(duì)開(kāi)關(guān)電源 EMI的影響。

　　J.Ekman提出了基于寄生參數(shù)矩陣的等效電路的建立方法，即把所有互感、互容等效成受控的電壓源，與自感、自容連接（相當(dāng)于把所有互感、互容對(duì)電路的影響等效到受控電壓源上），從而建立等效電路模型。圖4所示為任意兩個(gè)節(jié)點(diǎn)間的等效電路模型。
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　　圖4　任意兩節(jié)點(diǎn)間的等效電路模型

　　圖4中：

　　式中：Lpmn為m和n兩導(dǎo)線間的互感。

　　雖然這樣可以提高仿真的準(zhǔn)確性，但是加大了分析的計(jì)算量，可以通過(guò)忽略一些對(duì)結(jié)果影響不是很大的互感、互容，減少計(jì)算量。

　　散熱片與開(kāi)關(guān)管之間會(huì)有電容效應(yīng)，噪聲可以通過(guò)該效應(yīng)在電路和地之間進(jìn)行傳播，文獻(xiàn)【9】對(duì)散熱片在開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)和輻射干擾中的影響作了詳細(xì)的闡述。

　　還有其他的在空間通過(guò)電感或電容耦合傳到接收器的噪聲，不可以忽略。

　　模型建立之后，就可以使用仿真軟件對(duì)開(kāi)關(guān)電源EMI進(jìn)行仿真，得到開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)EMI的頻譜波形，通過(guò)分析波形可以定位開(kāi)關(guān)電源EMI的問(wèn)題所在，進(jìn)而通過(guò)解決該問(wèn)題而降低EMI。

　　5 降低EMI的設(shè)計(jì)方法及策略

　　降低開(kāi)關(guān)電源EMI，需要從噪聲源和傳播路徑入手。首先，對(duì)于噪聲源，可以通過(guò)加吸收電路，減小di/dt和dv/dt來(lái)降低其EMI水平，但是這樣一來(lái)，開(kāi)關(guān)電源的效率將會(huì)受到影響，需要對(duì)這兩者進(jìn)行一定的取舍。

　　然后是對(duì)傳播路徑進(jìn)行改進(jìn)。改進(jìn)的目的是要使傳播路徑對(duì)于干擾的阻抗增大，阻斷其向接收器的傳播，而對(duì)于電網(wǎng)提供的功率，阻抗要小，從而增加開(kāi)關(guān)電源的工作效率。

　　選取元件時(shí)需要盡量選取寄生參數(shù)影響小的元件，比如電容的ESR和ESL要盡量小，電感的寄生電容要小等。在PCB以及散熱片的位置等設(shè)計(jì)過(guò)程中，也要盡可能增大對(duì)干擾傳播路徑的阻抗，使噪聲盡可能少的通過(guò)PCB路徑傳導(dǎo)到接收器。

　　如果以上所有降低EMI的措施都完成了還沒(méi)有達(dá)到EMC的標(biāo)準(zhǔn)，就可以根據(jù)前面仿真分析得到的差模和共模干擾的波形對(duì)濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)。在設(shè)計(jì)濾波器的時(shí)候，也同樣要注意元件的布局，還有PCB寄生參數(shù)對(duì)濾波器阻抗的影響，其本質(zhì)也是增大對(duì)干擾的阻抗，使干擾無(wú)法通過(guò)傳播路徑。開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)流程如圖5 所示。

　　圖5 開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)流程

　　6　結(jié)論

　　綜上所述，目前對(duì)于開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的預(yù)測(cè)方法有時(shí)域方法和頻域方法兩種，由于時(shí)域方法需要使用很小的計(jì)算步長(zhǎng)，需要花費(fèi)很長(zhǎng)的計(jì)算時(shí)間，容易出現(xiàn)仿真結(jié)果不收斂的問(wèn)題。同時(shí)，時(shí)域仿真得到的結(jié)果往往不能清晰地分析電路中各個(gè)變量對(duì)干擾的影響。而頻域仿真物理意義清晰，更容易判斷各參數(shù)對(duì)EMI的影響，能夠?yàn)榻档虴MI提供有力依據(jù)，關(guān)鍵問(wèn)題是建立合理的干擾源和傳播途徑的頻域模型。

　　對(duì)于PCB寄生參數(shù)的提取，有很多軟件，這些軟件適合的領(lǐng)域不盡相同，可以根據(jù)任務(wù)需求進(jìn)行選擇。

　　對(duì)于高頻等效電路模型，可以通過(guò)電路分析的方法忽略一些對(duì)EMI影響很小的互感、互容等因素，既減少計(jì)算量，又不會(huì)降低過(guò)多的計(jì)算精度。

　　降低EMI的主要方法就是使傳播路徑對(duì)電磁干擾的阻抗增大，使電磁干擾盡可能少的通過(guò)傳播路徑，對(duì)于濾波器設(shè)計(jì)可以分別根據(jù)DM 噪聲和CM 噪聲的仿真結(jié)果進(jìn)行設(shè)計(jì)，并且需要特別注意濾波器的元件布局，好的布局能夠更好地抑制噪聲的傳播。