0 。引言

　　目前，在各種電子設(shè)備和現(xiàn)代通信設(shè)備中，為了在各種不同工作條件下滿足某些要求或?qū)崿F(xiàn)規(guī)定的一些技術(shù)指標(biāo)，反饋控制電路已經(jīng)被廣泛應(yīng)用。作為電子設(shè)備和系統(tǒng)中的一種自動(dòng)調(diào)節(jié)電路，反饋控制電路主要作用就是當(dāng)電子系統(tǒng)受到某種擾動(dòng)情況下，系統(tǒng)能通過(guò)自身反饋控制電路的調(diào)節(jié)作用，對(duì)系統(tǒng)某些參數(shù)加以修正，從而使系統(tǒng)各項(xiàng)指標(biāo)仍然達(dá)到預(yù)定精度。反饋控制電路通常由比較器、控制信號(hào)發(fā)生器、可控器件和反饋網(wǎng)絡(luò)四部分組成一個(gè)負(fù)反饋閉合環(huán)路，如圖1 所示。

　　圖1 反饋控制電路組成示意圖

　　本著小型化、小功率和高效率的設(shè)計(jì)思想，本文設(shè)計(jì)的反饋控制電路對(duì)應(yīng)的直流開(kāi)關(guān)電源主要技術(shù)要求如下：

　　輸入交流電壓：VACMIN=85V;VACMAX=265V;輸入電壓頻率：fL=50Hz;輸出電壓：VO=36V;輸出功率：PO=72W;電源效率：η=80%;損耗因子Z:Z=0.6（Z 表示次級(jí)損耗與總損耗之比）。

　　對(duì)應(yīng)的直流開(kāi)關(guān)電源組成如圖2 所示。

　　圖2 反饋控制電路對(duì)應(yīng)的直流開(kāi)關(guān)電源組成示意圖。

　　1.反饋控制電路設(shè)計(jì)過(guò)程

　　開(kāi)關(guān)電源中的反饋控制電路是用來(lái)保證在負(fù)載變化的情況下輸出電壓、電流的穩(wěn)定。本文設(shè)計(jì)的反饋控制電路對(duì)應(yīng)的直流開(kāi)關(guān)電源是使用PWM 脈寬調(diào)制來(lái)保持輸出電壓的穩(wěn)定。其中PWM 調(diào)制分為電流控制方式和電壓控制方式，與后者相比，前者具有更好的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率，在減少元器件數(shù)量、降低成本、提高開(kāi)關(guān)電源功率的同時(shí)，又可進(jìn)一步確保系統(tǒng)的穩(wěn)定性并使系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性明顯改善，尤其對(duì)系統(tǒng)的小型化、模塊化、高效化具有重要意義。

　　另外，直流開(kāi)關(guān)電源通常用的反饋為負(fù)反饋。在反饋中，通常采用的反饋有使用初級(jí)反饋成本最低（僅適于低功率的應(yīng)用） ；使用光耦器/穩(wěn)壓管反饋成本低且輸出精度好；另外使用光耦器/TL431 反饋則輸出精度最好?？紤]到本文設(shè)計(jì)所體現(xiàn)出的小功率、高效率的原則，所以決定采用三端分流穩(wěn)壓管TL431 和光耦PC817 配合的PWM 型電流調(diào)節(jié)控制方式，分別進(jìn)行參考、取樣、隔離、放大，從而組成負(fù)反饋環(huán)路。

　　1.1 反饋控制電路原理與設(shè)計(jì)

　　本文設(shè)計(jì)的反饋控制電路如圖3 所示，其基本控制原理為：當(dāng)輸出電壓經(jīng)過(guò)R11和R12分壓后可得到采樣電壓，然后該采樣電壓與TL431 提供的2.5V 基準(zhǔn)參考電壓加以比較，當(dāng)輸出電壓正常時(shí)，則采樣電壓與TL431 的基準(zhǔn)電壓2.5V 基本相等，所以TL431 的陰極電位保持不變，流過(guò)光耦中的發(fā)光二極管的電流也保持不變，從而TOP247Y 芯片的控制腳C 的電壓穩(wěn)定，則控制驅(qū)動(dòng)占空比不變，輸出的電壓就保持穩(wěn)定。當(dāng)輸出電壓與期望電壓偏低時(shí)，經(jīng)過(guò)分壓電阻R11、R12分壓后得到的分壓值就比2.5V 低，TL431 的陰極電位升高，流經(jīng)過(guò)光耦中發(fā)光二極管的電流減小，則流過(guò)光耦的CE 極的電流也降低，TOP247 的控制引腳C 的電位升高，使占空比增大，從而導(dǎo)致輸出電壓增大，以此來(lái)使輸出保持穩(wěn)定。當(dāng)輸出電壓與期望電壓偏高時(shí)，經(jīng)過(guò)分壓電阻R11、R12分壓后得到的分壓值就比2.5V 高，TL431 的陰極電位降低，流經(jīng)過(guò)光耦中的發(fā)光二極管的電流增大，則流過(guò)光耦的CE 極的電流也升高，TOP247 的控制引腳C 的電位降低，使占空比減小，從而使得輸出電壓降低，以此來(lái)使輸出穩(wěn)定。

　　圖3 反饋控制電路示意圖。

　　1.2 TL431 及電阻分壓器的參數(shù)設(shè)置與分析

　　TL431 是一個(gè)可調(diào)的三端穩(wěn)壓管，利用外部電阻分壓器可以設(shè)定2.5V-36V 范圍內(nèi)任意基準(zhǔn)電壓值。TL431 動(dòng)態(tài)阻抗低，典型值為0.2歐姆。如圖3 所示，通過(guò)電阻分壓器R11 和R12 獲取電壓，與TL431 的基準(zhǔn)電壓2.5V 加以比較構(gòu)成誤差放大器，然后經(jīng)過(guò)PC817 的電流變化來(lái)進(jìn)一步控制TOP247Y 的輸出占空比的變化。從TL431 技術(shù)參數(shù)可知，陰極工作電壓的允許范圍為2.5V-36V，陰極工作電流則在1~100mA 范圍內(nèi)變化。一般陰極電流選擇為20mA，這樣不但能穩(wěn)定工作而且能提供一部分死電阻。

　　假設(shè)流經(jīng)橋分壓器的電流為250uA，由于TL431 的參考電壓為2.5V，則：

　　又由于輸出電壓UO：

　　所以可以得到：

　　1.3 反饋補(bǔ)償電路分析與設(shè)計(jì)

　　在沒(méi)有加入電容CZERO時(shí)，反饋環(huán)路傳遞函數(shù)為：

　　在圖3 中，不難發(fā)現(xiàn)，LED 在二級(jí)LC 濾波器之前連接，這也就避免了當(dāng)LC 網(wǎng)絡(luò)開(kāi)始諧振時(shí)在高頻區(qū)產(chǎn)生增益。當(dāng)然，通過(guò)LC 濾波器也可以降低高頻噪音。選擇該濾波器諧振頻率應(yīng)為所選交叉頻率的10倍以上以避免相互干擾。

　　另外，在加上電容Czero之后，則可以得到在原點(diǎn)處引入一個(gè)極點(diǎn)，此時(shí)完整反饋環(huán)路傳遞函數(shù)為：

　　容易發(fā)現(xiàn)，在原點(diǎn)處存在極點(diǎn)fpo和由快車道結(jié)構(gòu)引入的極點(diǎn)fz.由于在本文設(shè)計(jì)中使用的為放大器類型2，因此需要在其它地方的極點(diǎn)fp.

　　這樣，我們可在輸出節(jié)點(diǎn)與地之間加入一個(gè)電容，可以得到最終控制式：

　　這樣，就可以求出極點(diǎn)和零點(diǎn)位置：

　　因此，下面就可以應(yīng)用K 因子法來(lái)設(shè)計(jì)所需要的放大器類型2：

　　交叉頻率=1kHz;需要的相位裕度=70o;交叉頻率處增益衰減Gfc=-20dB;交叉頻率處的相位=-55o，K 因子計(jì)算為：k=4.5;fz=222kHz;fp=4.5kHz;G=10;CTR=0.8.

　　根據(jù)上面已經(jīng)得到的幾個(gè)公式，可以得到：

　　到此為止，則完成了整個(gè)關(guān)于反饋網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過(guò)程。

　　2.實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　根據(jù)以上反饋控制電路的具體設(shè)計(jì)方案及上述數(shù)據(jù)采用HSpice進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖4 所示。認(rèn)真觀察后，從系統(tǒng)波形上就不難發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)具有明顯的穩(wěn)定性和可靠性。

　　圖4 工作于DCM 或CCM 電流模式波特圖。

　　3.結(jié)束語(yǔ)

　　本文通過(guò)采用光耦817 和三端分流穩(wěn)壓管TL431 相結(jié)合的PWM 型電流調(diào)節(jié)方式對(duì)直流開(kāi)關(guān)電源的反饋控制電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)結(jié)果較好地體現(xiàn)出了小型化、小功率、高效率的特點(diǎn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性和可靠性。

　　隨著目前開(kāi)關(guān)電源模塊化進(jìn)程的逐步加快，使得開(kāi)關(guān)電源的外圍部件越來(lái)越少，因此，如何更好地確保開(kāi)關(guān)電源的小巧化、智能化、高效化，以及對(duì)應(yīng)電路系統(tǒng)的穩(wěn)定性、安全性、良好的散熱性能等將是筆者下一步的主要研究方向。