使用50?實驗室設(shè)備測試75?電路的S參數(shù)

對大多數(shù)低于1GHz的實驗室應(yīng)用來說，由1%誤差0402或者類似的電阻構(gòu)建、安裝在PCB板上的最小損耗焊盤提供一種使用50實驗室設(shè)備快速便利地測試75電路的方法。在大多數(shù)情況下，唯一需要修正的因素便是MLP插入損耗 - 5.7dB加上連接器的額外損耗。通常S參數(shù)的測試不需要使用復雜的計算或者甚至Smith圓圖。

從事有線、陸地或者衛(wèi)星電視應(yīng)用的射頻工程師經(jīng)常需要測量電路的S參數(shù)。以前工程師使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀校驗TV調(diào)諧器輸入是否提供他們所希望的回波損耗，將會面對這樣的問題：如何使用50 VNA測試我的75 DUT的S參數(shù)？如果有充足的資金，答案便是建造專門設(shè)計用于測試75電路的設(shè)備(75源阻抗和負載阻抗測試端口)。否則，使用最小損耗焊盤將傳統(tǒng)的50測試端口阻抗轉(zhuǎn)換成75 DUT，這為獲得合理的測試結(jié)果提供了一種經(jīng)濟便利的解決方法。

當IC制造商給出電纜TV LNA的回波損耗(|S11|)時，這個測試結(jié)果是以75作為參考的。也即，如果|S11| = -30dB (反射功率僅為1000分之一，實際上是相當完美的匹配)，當用75源阻抗驅(qū)動時，事實上器件輸出會允許所有功率傳輸?shù)絃NA上。

當使用50源阻抗驅(qū)動時同樣的調(diào)諧器不再獲得良好的回波損耗。將這完美匹配調(diào)諧器輸入直接連接到VNA上，|S11|測試結(jié)果接近-14dB，現(xiàn)在的反射功率為1/25! 使用同樣50 VNA，我們怎么能證明TV調(diào)諧器輸入性能如我們所說的那樣良好。

因此需要匹配電路。它應(yīng)當具有平坦的頻率響應(yīng)和最低的插入損耗。工業(yè)標準的匹配電路是“最小損耗焊盤”(也即“MLP”)。如圖1所示的簡單電阻網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵性能便是將75 DUT負載阻抗轉(zhuǎn)換成50以便儀器測量，以及將50儀器源阻抗轉(zhuǎn)換成DUT內(nèi)部的75阻抗。這種方法消除了反射，響應(yīng)是平坦的，網(wǎng)絡(luò)的損耗值很容易由DUT測量值扣除MLP的損耗而得到。大部分測試設(shè)備制造商都提供“最小損耗焊盤”，在需要的時候很容易在實驗室平臺上構(gòu)建這樣的網(wǎng)絡(luò)。

“最小損耗”指在獲得同樣的阻抗變換及可能的電阻網(wǎng)絡(luò)配置的條件下該網(wǎng)絡(luò)提供最低的插入損耗。

將Z_LOAD轉(zhuǎn)換成Z_LOAD'的數(shù)學方法很直接，由附錄A給出。推導得到的Z_LOAD'表達式描述了從測試端口看過去的(R_SOURCE)的MLP和DUT的級聯(lián)阻抗。將等式作一下變換，可由Z_LOAD'解得Z_LOAD，這提供消除MLP影響的方法，由Z_LOAD'處的測試數(shù)據(jù)可得到真正的Z_LOAD值。附錄B給出代數(shù)運算可作為參考，在這兒提供以下的結(jié)果：

完整性檢查計算的合理性。假設(shè)我們通過MLP測量75電阻的阻抗。VNA會測得R_LOAD'=50 (無窮大回波損耗)，我們期望數(shù)學告訴我們負載電阻為75的結(jié)果。設(shè)R_LOAD'=50，可得到R1=43.3和R2=86.6，這樣我們得到所期望的Z_LOAD=75。

把這個簡單的表達式分解成實部和虛部以及使用電子表格計算會變得更加有用。

把這個簡單的表達式分解成實部和虛部以及使用電子表格計算會變得更加有用。通常，75 DUT的測量會與阻抗測量不一樣-回波損耗(dB)，反向隔離，噪聲系數(shù)和輸入三階交截點是經(jīng)常測量的。在這些情況中，有助于得到關(guān)于MLP的以下結(jié)論：

(1)只要R_LOAD接近75 , 可減少由MLP失配導致的額外VSWR，可以假設(shè)MLP增加了由失配引起不可忽略的測量不確定性。
(2)相反地，當R_LOAD不同于75 時, MLP不再進行正確的阻抗變換，測試端口與MLP以及MLP與DUT之間的額外VSWR值增加，導致測量不確定性。有許多工具可計算失配(以VSWR表示)以測量不確定性。
(3)在指定的頻率范圍內(nèi)MLP可認為純阻網(wǎng)絡(luò)，具有5.7dB插入損耗，再加上連接器和電纜的額外損耗。
(4)在S11和S22測量的路徑損耗以及在S21或S12測量中完全損耗為插入損耗(至少11.4dB)的兩倍-這降低了VNA的有效靈敏度和動態(tài)范圍。

VNA使用兩個最小損耗焊盤進行阻抗變換且測量S21 (前向增益)。VNA測得增益在500MHz時接近-5dB。簡單扣除兩個MLP和連接器/適配器的11.5或者12.0dB插入損耗后，LNA在75上提供7dB功率增益。

S21 (反向隔離)測量不是直接得到。這些LNA的隔離指標為65dB?？鄢齼蓚€MLP的額外損耗后，VNA本身需要分辨77dB的S12。如果不細心，接收端口的功率對VNA來說太小而無法精確測量。解決方法是保證接收端口功率至少高于VNA噪聲基底/內(nèi)部隔離基底10dB。VNA沒有隔離校準的話，噪聲基底約為-100dBm。我們需要設(shè)置源阻抗功率至少為-20dBm, 最好為-10dBm或者甚至0dBm。端口1接收到充足的功率，進行測量，將測量值加上12dB扣除插入損耗。也即，-77dB測量值變?yōu)?65dB.

MAX3558評估板在PCB上帶有焊盤允許工程師加入他們自己的最小損耗焊盤。應(yīng)當用50 SMA代替75 F-型連接器。

在高于幾百MHz的頻率上，安裝在PCB上、由0402電阻構(gòu)建的MLP帶來了測量精度問題。寄生參數(shù)會破壞網(wǎng)絡(luò)是純阻的假設(shè)。在這種情況下需要更復雜的方法解決問題。方法之一便是完全描述MLP的特性，使用Smith圓圖精確地消除匹配電路的影響。另外的解決方法便是使用基于電感的變壓器進行很低損耗的阻抗變換。射頻變壓器通常用阻抗變換比來描述，而不是匝數(shù)比，比如描述為"1.5:1."

對于低于1GHz大多數(shù)的實驗室應(yīng)用，安裝在PCB上、由1%誤差0402封裝的電阻構(gòu)建的最小損耗焊盤提供一種使用50設(shè)備快速便利地測試75電路的方法，。在大多數(shù)例子中，唯一需要修正的因素便是MLP損耗-5.7dB加上連接器的損耗。并不需要復雜計算以及Smith圓圖進行基本S參數(shù)測量。當需要更高精度或者更寬頻率范圍時，需要更高精度、更寬的頻率范圍時，可從大多數(shù)制造商得到經(jīng)過產(chǎn)品測試的高質(zhì)量MLP。

附錄A: 由Z_LOAD推導Z_LOAD'

附錄B: 由Z_LOAD'推導Z_LOAD

類似的文章可在RF Design的2004年4月期上找到。