直接變頻技術(shù)長(zhǎng)期以來(lái)一直被譽(yù)為通訊領(lǐng)域的"圣杯"。很顯然，任何承諾減少元器件數(shù)量并且降低成本的新體系結(jié)構(gòu)必定很誘人。然而，事情從未這樣簡(jiǎn)單。超外差體系結(jié)構(gòu)能夠在中頻(IF)濾除寬帶噪聲、鏡像和雜散分量，直接變頻發(fā)射機(jī)卻沒(méi)有這么多功能。無(wú)線發(fā)射機(jī)的體系結(jié)構(gòu)長(zhǎng)期由超外差式所主宰。隨著半導(dǎo)體工藝技術(shù)的進(jìn)步和對(duì)通信設(shè)備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調(diào)制的直接正交上變頻技術(shù)DQUC(directquadratureup-conversion)得到了迅速發(fā)展。

直接變頻是把基帶信號(hào)直接調(diào)制到射頻載波上的一種最直接和最簡(jiǎn)單的調(diào)制方式。基于正交調(diào)制的直接正交變頻技術(shù)DQUC能夠直接將基帶信號(hào)搬移到射頻載頻并消除無(wú)用的邊帶信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)調(diào)制。其突出優(yōu)點(diǎn)是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時(shí)放寬了對(duì)變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機(jī)的體積、重量、功耗和成本。但這項(xiàng)技術(shù)也存在很多缺點(diǎn)，如正交調(diào)制信號(hào)和正交本振信號(hào)相位和幅度的不平衡，對(duì)直流偏移失真非常敏感等，因此導(dǎo)致嚴(yán)重的邊帶和本振泄漏[1]。

　　2 直接正交變頻技術(shù)分析

　　其中I(t)和Q(t)是正交基帶調(diào)制信號(hào)，f0(t)是射頻本振信號(hào)，fRF(t)是已調(diào)射頻信號(hào)。電路工作時(shí)，f0先經(jīng)移相器移相產(chǎn)生正交本振信號(hào)f0I(t)和f0Q(t)，然后分別與正交基帶信號(hào)I(t)和Q(t)相乘后作代數(shù)(加或減)運(yùn)算，抵消無(wú)用邊帶信號(hào)，輸出想要的邊帶信號(hào)fRF(t)，從而實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制。

　　理想情況下，正交調(diào)制信號(hào)I(t)，Q(t)和正交本振信號(hào)f0I(t)，f0Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此，DQUC輸出的RF信號(hào)fRF(t)是一個(gè)理想的單邊帶信號(hào)，不存在邊帶和本振泄漏問(wèn)題但在實(shí)際情況下I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號(hào)總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

　　為了便于分析問(wèn)題，我們定義基帶信號(hào)如下：

　　上式中G，φ，D分別為I(t)和Q(t)信號(hào)之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。我們定義載波信號(hào)如下：

　　上式中A，θ，E分別為f0I(t)與f0Q(t)信號(hào)之間的歸一化幅度比，正交相位誤差和直流偏移誤差。

　　理想情況下，A=G=1;φ=θ=0;D=E=0。

　　DQUC的輸出信號(hào)為如下：

　　上式中上邊帶已調(diào)信號(hào)fHSB(t)為：

　　式中下邊帶已調(diào)信號(hào)fLSB(t)為：

　　式中泄漏的本振信號(hào)fc(t)為：

　　式中低頻分量為：

　　其中的低頻分量可以用LBF(低通濾波器)加以消除。

　　(1)載波泄漏分析

　　實(shí)際上在設(shè)計(jì)中我們可以調(diào)整使A→1，G→1

　　從上面導(dǎo)出的結(jié)論中，我們顯然可以看出，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號(hào)存在的直流偏移(DC Bias)引起的。所以我們?cè)?a target="_blank">電路設(shè)計(jì)時(shí)，對(duì)于信號(hào)I(t)和Q(t)的傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號(hào)的泄漏。

　　(2)邊帶抑制分析

　　由式(3)，式(4)，式(5)得：

　　其中：

　　DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比(PSPR)來(lái)定量表示，也就是想要的邊帶信號(hào)功率和需要抑制的無(wú)用邊帶信號(hào)功率的比值，即：

　　考慮到正交本振信號(hào)是由正交調(diào)制器內(nèi)部的分相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的，其正交相位差φ很小，近似等于0，所以，上式可以簡(jiǎn)化為：

　　用Matlab軟件對(duì)上式進(jìn)行仿真計(jì)算分析，可以得出PSPR，AG和φ三者之間關(guān)系，如圖2～圖4所示：

　　當(dāng)正交幅度比AG→1，正交相位誤差φ→0，即幅度和相位趨向平衡時(shí)，PSPR很大;當(dāng)AG逐漸偏離1，正交相位誤差φ偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時(shí)，PSPR急劇下降;當(dāng)AG→0.9，正交相位誤差φ為10時(shí)，PSPR僅有二十幾個(gè)dB，邊帶泄漏已非常嚴(yán)重。顯然，正交變頻器對(duì)正交調(diào)制信號(hào)(包括正交本振信號(hào))幅度和相位平衡度的要求非常嚴(yán)格。

　　在實(shí)際電路中，AG的調(diào)節(jié)較為方便，通過(guò)嚴(yán)格地調(diào)測(cè)可以使AG→1。但由于現(xiàn)有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在2°以內(nèi)已非常困難。即在實(shí)際電路優(yōu)化設(shè)計(jì)時(shí)，保證PSPR≥35 dB比較困難。

　　3 直接正交變頻發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)

　　直接變頻發(fā)射機(jī)由直接正交上變頻調(diào)制器、高穩(wěn)定度本振和功率放大器三部分組成。

　　I和Q是二路正交數(shù)字基帶信號(hào)，由DSP產(chǎn)生，然后經(jīng)過(guò)高速雙通道TxDACAD9760變?yōu)?a href="http://www.brongaenegriffin.com/analog/" target="_blank">模擬I/Q信號(hào)。模擬I/Q信號(hào)分別通過(guò)脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波器后送入直接正交上變頻器AD8346，被直接調(diào)制到射頻載波上并送入后級(jí)射頻功率放大器放大，最終通過(guò)天線輻射。

　　AD8346是ADI公司推出的高性能調(diào)制器，他將90°移相器、乘法器、合成器集成在一塊硅片上，其載頻范圍0.8～2.5 GHz。單邊帶抑制范圍在1.9 GHz達(dá)到-36 dBc(典型值)，調(diào)制帶寬高達(dá)70 MHz[3]，供電范圍2.7～5.5 V?？傻湫蛻?yīng)用于數(shù)字信號(hào)產(chǎn)生系統(tǒng)，QPSK，GMASK，QAM及頻率綜合器等。

　　電路工作原理為從DSP得到的I、Q正交信號(hào)經(jīng)過(guò)高速雙通道TxDACAD9760變?yōu)槟MI/Q信號(hào)。模擬I/Q信號(hào)分別通過(guò)脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波器后送入直接正交上變頻器ADN346，被直接調(diào)制到射頻載波上并送入后級(jí)射頻功率放大器放大，最終通過(guò)天線輻射。

　　直接變頻發(fā)射機(jī)對(duì)無(wú)用邊帶和本振泄漏的抑制能力除了與I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號(hào)的相位和幅度的不平衡度及其直流偏移有關(guān)外，還與PCB的板材、電路及其參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)、布局、布線等因素有很大的關(guān)系。為了抑制無(wú)用邊帶和本振泄漏，主要采取了以下幾項(xiàng)優(yōu)化設(shè)計(jì)措施。同時(shí)，調(diào)試時(shí)的方法也很重要，更要仔細(xì)認(rèn)真。

　　(1)I(t)，Q(t)信號(hào)傳輸采用差分線與交流耦合方式，消除了I(t)，Q(t)信號(hào)之間的直流偏移誤差。利用外接線性可變電阻器調(diào)節(jié)AD9760內(nèi)兩個(gè)DAC的電流源的電流幅度比，也就是間接調(diào)節(jié)I(t)和Q(t)信號(hào)的幅度比A，以此去補(bǔ)償正交本振信號(hào)的幅度比G的偏差，使AG→1，從而減小正交調(diào)制信號(hào)和本振信號(hào)的幅度不平衡度[4]。由于需要多種調(diào)制方式，我們?cè)贒SP里面調(diào)用不同的調(diào)制程序，但在調(diào)試時(shí)，首先用連續(xù)的正弦波調(diào)試，同時(shí)，仔細(xì)觀察頻譜儀。

　　(2)對(duì)正交相位誤差的校正采取的措施是DAC后的抗碼間干擾低通濾波器LPF選用具有很好的相位和幅度匹配特性配對(duì)的集成電路。其次，I(t)和Q(t)信號(hào)的布局和布線采用了對(duì)稱或差分結(jié)構(gòu)，基本上可以把I(t)和Q(t)信號(hào)的正交相位誤差限制在2°之內(nèi)。另外，AD8346內(nèi)的本振信號(hào)分相器也存在一定的相位誤差，因此，在電路實(shí)際調(diào)試過(guò)程中，可以將兩個(gè)LPF的互換，用正交調(diào)制信號(hào)的相位誤差對(duì)消正交本振信號(hào)的相位誤差。

　　(3)由于本振輸入信號(hào)和RF輸出信號(hào)的頻率通常都很高(1 575 MHz)，所以，本振信號(hào)輸入端采用了50 Ω微帶線和傳輸線變壓器，以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配和不平衡與平衡變換;RF信號(hào)的輸出采用50 Ω微帶線和SMA接頭，以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配和射頻信號(hào)接口。

　　4 實(shí)際測(cè)試結(jié)果

　　實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)正交直接上變頻器我們采用載波為1 575.42 MHz，同時(shí)兼顧多種調(diào)制模式。實(shí)際的測(cè)試結(jié)果為邊帶抑制比：-38 dBc;載波泄漏：-36 dBc;

　　 測(cè)試結(jié)果為：

　　最大輸出功率：37.5 dBm@1 575.42 MHz;載波泄漏：-32 dBc;邊帶抑制比：-35 dBc。

5 結(jié) 語(yǔ)

　　從分析可知正交直接變頻技術(shù)對(duì)調(diào)制信號(hào)和本振信號(hào)的正交性要求很高，對(duì)其幅度和相位失真非常敏感，如果解決不好，將會(huì)引起嚴(yán)重的邊帶和本振泄漏。本文通過(guò)數(shù)學(xué)模型定量分析和仿真了正交直接變頻技術(shù)的調(diào)制信號(hào)和載波信號(hào)幅度和相位失真與邊帶和本振泄漏之間的關(guān)系，并且由實(shí)驗(yàn)和經(jīng)驗(yàn)提出了幾項(xiàng)具體的解決措施。同時(shí)正交直接變頻技術(shù)可用于發(fā)射AM，QAM，2BPSK，QPSK和GSM，CDMA，WCDMA等多模式信號(hào)的小型化發(fā)射機(jī)。該發(fā)射機(jī)與傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)相比，體積和重量大大減小，非常適合用于移動(dòng)通信設(shè)備和微小型武器系統(tǒng)。