寬帶C類功率放大器（PA）在某些通信頻帶中是有用的。雖然現(xiàn)已被集成進(jìn)Agilent-EEsof的先進(jìn)設(shè)計系統(tǒng)（ADS）仿真軟件中，Touchstone曾一度是用于開發(fā)和優(yōu)化這種功率放大器阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的強(qiáng)有力工具。隨后的是一種展示如何為選定RF晶體管提取優(yōu)化輸入和輸出大信號阻抗、用單端口網(wǎng)絡(luò)建模其行為然后在整個要求頻帶內(nèi)開發(fā)工作于50歐姆系統(tǒng)阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計方法。為確認(rèn)該方法的有效性，設(shè)計了一個從225到 400 MHz間功率增益是10dB的10W功率放大器。

設(shè)計寬帶微波PA是一項充滿挑戰(zhàn)性工作。RF功率器件參數(shù)隨信號電平及頻率的改變而變化，這使得獲得優(yōu)化的阻抗匹配很困難?？墒褂枚喾N技術(shù)以表征功率器件行為。表征得越完整完善，所用的模型通常就越復(fù)雜。

大信號充電控制晶體管模型和改進(jìn)的Ebers-Moll模型是早期使用的為RF功率晶體管建模的模型。在一個近似的PA設(shè)計中，還應(yīng)用了大信號S參數(shù)。但因測量這些大信號S參數(shù)很困難，該技術(shù)用處有限。采用數(shù)值分析的計算機(jī)模擬也被用于預(yù)測C類功率放大器的行為。雖然該方法能得出精確結(jié)果，但采用該方法設(shè)計C類功率放大器是個冗長而晦澀的過程。幸運(yùn)地是，在1970年代中期發(fā)展起來的諧波均衡設(shè)計方法極大簡化了非線性電路和大信號功率放大器的設(shè)計。該技術(shù)的一個基本限制是其復(fù)雜性及解決電路問題所需的需用專業(yè)數(shù)學(xué)方法完成的大量數(shù)？運(yùn)算。

源于RF功率晶體管的非線性特征，一個完整的雙端口器件模型并非設(shè)計輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的上佳選擇。在本文中，采用的是單端口阻抗模型以表征優(yōu)化負(fù)載及該功率器件的源終止。在RF器件數(shù)據(jù)手冊中，一般在RF功率晶體管工作頻段內(nèi)的幾個頻點(diǎn)上給出優(yōu)化負(fù)載和大信號源阻抗8。RF器件的有效輸入和輸出阻抗可被表述為這些優(yōu)化終止的共軛變化。

可借助負(fù)載牽引（load-pull）調(diào)諧器通過測量該器件在整個相關(guān)頻帶內(nèi)的優(yōu)化負(fù)載和源阻抗對RF功率晶體管特性進(jìn)行表征。如圖1所示，它要求一個單端口表述以預(yù)測這些阻抗從低頻帶端（FL）到高頻帶端（fH）間的復(fù)雜共軛變化。在此例中，Zout = Z*OL ，Zin = Z*s；其中，ZOL是優(yōu)化負(fù)載阻抗，Zs是源負(fù)載阻抗。圖2表示了該建模后的阻抗網(wǎng)絡(luò)的兩種可能拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全部損耗集中于一個電阻，該電阻終止了一個電感-電容（LC）兩端口網(wǎng)絡(luò)。

可利用一個解析綜合程式來實(shí)現(xiàn)能與在高低頻兩端測試到的阻抗數(shù)據(jù)相匹適的單端口網(wǎng)絡(luò)。但可通過如下方法代替此冗乏枯澀的工作——可利用類似Touchstone（現(xiàn)ADS）等模擬軟件以優(yōu)化建模網(wǎng)絡(luò)的電路元素以預(yù)測相關(guān)全頻帶范圍內(nèi)的性能。

若晶體管在一個寬的頻率范圍內(nèi)以共軛方式匹配，則隨著頻率的增加，可獲得的最大增益將以6dB/倍頻的負(fù)斜率滾降。用于補(bǔ)償晶體管的功率增益隨頻率變異的技術(shù)之一是有選擇地反射功率增益相對較高的頻帶低端的一些功率。但該技術(shù)導(dǎo)致的受控失匹畢竟會削弱低頻帶輸入的電壓駐波比（VSWR）。RF晶體管的近似功率增益由下式給出：

其中：fmax=最大振蕩頻率；γ=一個與增益變化相關(guān)的常數(shù)，由下式表示：

其中：x =以dB/倍頻表示的斜率。由輸入反射引起的匹配網(wǎng)絡(luò)發(fā)射損耗由下式給出：

其中：Γin=輸入端的反射系數(shù)。

為得到一款在整個相關(guān)頻帶具有常數(shù)Gα的產(chǎn)品，

其中：GH =高頻帶側(cè)fH的增益。

利用Touchstone的優(yōu)化能力，可根據(jù)模型方程3設(shè)計輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。

推薦的寬帶C類 PA計算機(jī)設(shè)計方法可被歸納為如下的系統(tǒng)步驟：

1． 為得到所需的輸出功率、增益和電源電壓，從器件數(shù)據(jù)手冊中在要求的頻帶內(nèi)選用大信號輸入和輸出阻抗（Zin和Z*OL）。

2． 利用數(shù)值內(nèi)插和外推技術(shù)擴(kuò)展阻抗數(shù)據(jù)采樣點(diǎn)。當(dāng)確定器件在頻率fL、fo和fH的終端阻抗時，這是一項有用技術(shù)。

3．選用合適的單端口網(wǎng)絡(luò)拓?fù)湓谡麄€頻段為上述終端阻抗建模，并用Touchstone優(yōu)化其要素值。

4．在設(shè)計好建模電路后，分別在建模電路和源及50歐姆負(fù)載終端間插入輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。通過一個大致的圖形設(shè)計程式，可對匹配網(wǎng)絡(luò)的元素進(jìn)行初始估值。

5．對輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)施優(yōu)化以實(shí)現(xiàn)期望的輸入和輸出匹配。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計成可實(shí)現(xiàn)共軛匹配并能在整個頻帶為晶體管輸出提供阻抗ZOL。另一方面，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計成能在fL 到 fH間得到平坦的增益。通過選擇性地在較低頻率實(shí)施誤配，可達(dá)到上述結(jié)果。將不同采樣頻率帶入方程3可對輸入反射系數(shù)進(jìn)行估算并將其存儲在外部數(shù)據(jù)文件中。然后對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化以在整個頻帶對計算出的輸入反射系數(shù)進(jìn)行建模。

6．在保持所要求頻率響應(yīng)的前提下，基于實(shí)際情況，用Touchstone的調(diào)諧器窗對匹配網(wǎng)絡(luò)的元素進(jìn)行調(diào)制。

為驗證上述程式的有效性，設(shè)計和搭建了一個PA電路。該C類 PA在225到400 MHz內(nèi)具有10W輸出功率，最小功率增益是10dB。因零偏置發(fā)射-基結(jié)結(jié)構(gòu)兼具高效和結(jié)構(gòu)簡單的特點(diǎn)，所以，C類采用該結(jié)構(gòu)。因具有優(yōu)異的可靠性和耐用性，所以摩托羅拉/飛思卡爾的MRF321 UHF功率晶體管被選用。MRF321在400MHz具有10W RF功率，工作在28V。

輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計從在器件數(shù)據(jù)手冊中選擇輸入和輸出阻抗（Zin和Z*OL）開始，然后在整個相關(guān)頻段插入這些數(shù)據(jù)（可借助Touchstone完成）。表中顯示的是插入在225 MHz到400 MHz頻帶內(nèi)這些阻抗的樣本值。圖4顯示的是輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的圖形設(shè)計。

中心頻率（312.5 MHz）的輸入阻抗位于點(diǎn)A。設(shè)計目標(biāo)是當(dāng)從點(diǎn)A移向圖表的中心時，不超過常數(shù)Q規(guī)定的范圍。其中：

圖4顯示，低品質(zhì)因數(shù)（Q）寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)電路可通過多個L部分實(shí)現(xiàn)。匹配電路包括三個低通L型部分和一個旁路電容（C4）以補(bǔ)償輸入阻抗Zin的感應(yīng)電抗。

但該網(wǎng)絡(luò)具有一種包括兩個低通部分（L5–C5和L6–C6）、一個高通元件（C7）的帶通拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。旁路電感（L4）用于將晶體管的輸出電容中和掉。因在此例中，輸出阻抗水平更高，所以，輸出匹配電路的增益帶寬約束比輸入匹配電路簡單。該網(wǎng)絡(luò)的梯形形式在諧波抑制中有用。

計算機(jī)建模程式以設(shè)計可預(yù)測從fL到fH間的Zin和Zout的建模網(wǎng)絡(luò)開始。通過Touchstone對這些網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行設(shè)計和優(yōu)化。圖6顯示的是這些網(wǎng)絡(luò)的最終優(yōu)化電路元素值。

對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)施優(yōu)化以表征由方程3給出的輸入端反射系數(shù)，以補(bǔ)償MRF321晶體管的6dB/倍頻的增益頻率斜率。可向作者索取優(yōu)化輸入匹配網(wǎng)絡(luò)所需的Touchstone電路文件。這些所需的輸入反射系數(shù)值被保存成一外部文件（GMRF321.S1P）。為控制整個頻帶的輸入VSWR，添加了兩個分別由L7、C8和R1及L8、C9和R2組成的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。另一方面，對輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化以在整個工作頻帶內(nèi)，為晶體管集電極提供優(yōu)化的負(fù)載阻抗 ZOL。添加了一個與L4串行的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)以改進(jìn)匹配要求。圖7表示的是最終的優(yōu)化功率放大器電路。

該功率放大器的正確建構(gòu)，以正確為匹配網(wǎng)絡(luò)選擇元件開始。利用安捷倫（www.agilent.com）的HP 8510B向量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量和調(diào)設(shè)全部元件。除陶瓷固定電位器外，為了調(diào)整還采用了微調(diào)電容器。所有電感都是由20和22 AWG烤漆線手工繞制的。用于絕緣DC電路的RF扼流器（choke）制成低Q型。

電路做在一塊10.8×8cm的雙面PCB上，所用的是一種1.2mm厚的環(huán)氧玻璃PCB材料。

選用環(huán)氧玻璃是因其隨處可買且便宜。電路做在上面，而覆銅底層做地平面。為得到良好的電路穩(wěn)定性，將一個鐵磁珠與基極扼流器串接在一起以抑制低頻振蕩。然后將該電路裝在一個11×9×3cm大小的外殼以將功率放大器與外部干擾信號絕緣。該外殼與一個合適的散熱器固定在一起。在輸入和輸出端采用BNC 接頭用于信號輸送。為DC偏置在殼體上裝接了一個旁路（feed-through）電容器。RF晶體管的底襯用一個合適的螺釘與散熱器固定在一起。圖8表示的是作為從225到400 MHz間頻率的函數(shù)的輸出功率。

功率增益是9.5±1dB。但，并沒試圖對該特性進(jìn)行經(jīng)驗調(diào)整。調(diào)整微調(diào)電容使在高低頻兩端有相同的峰值增益能得到更好的寬帶工作效果。若這樣做，一個三端口循環(huán)器應(yīng)被放在功率放大器的輸入端以保護(hù)輸入功率放大器免受在該過程中因VSWR衰減可能產(chǎn)生的反射功率影響。在工作頻帶內(nèi)，發(fā)現(xiàn)二級諧波水平比基本信號功率低16到20dB。