隨著無線通信事業(yè)的飛速發(fā)展，產(chǎn)生了多種通信技術(shù)標準，諸如Bluetooth，GSM，WiFi，ZigBee等，通信頻率也從數(shù)百兆赫到數(shù)千兆赫不等。從應用成本和性能角度來看，由于調(diào)諧范圍寬、可靠性高的射頻（RF）芯片具有廣泛的使用價值，所以是當前無線通信系統(tǒng)的設(shè)計熱點之一。而作為無線RF收發(fā)芯片的核心部件的壓控振蕩器（VCO），其性能好壞直接關(guān)系著RF芯片的質(zhì)量。因此，多標準的通信技術(shù)對VCO提出高性能要求：獲得更寬的調(diào)諧范圍和更低的相位噪聲 （Nphase）。文獻［1］介紹了一種增益可調(diào)節(jié)的CMOS LC VCO，但調(diào)節(jié)范圍只有4.39～5.26 GHz，功耗為9.7 mW，在1 MHz偏頻處Nphase為-113.7 dBc／Hz。文獻［2］設(shè)計了一種采用正交耦合結(jié)構(gòu)的CMOS VCO，其調(diào)諧范圍也僅為3.*.9 GHz，功耗為8 mW，在1 MHz偏頻處Nphase為-114 dBc／Hz。為了解決上述文獻帶寬較窄、Nphase值偏高的缺陷，特設(shè)計了一款0.35μm SiGe BiCMOS差分LC VCO。

1 LC VCO電路設(shè)計

1.1 低Nphase值VCO的設(shè)計方案

Nphase值是VCO電路的一項重要性能指標，通常定義為給定頻率處1 Hz帶寬內(nèi)的噪聲信號功率與輸出信號總功率之比。在實際分析時常使用經(jīng)典的D．B．Leeson的相位噪聲L（Δω）計算式

式中：F為經(jīng)驗系數(shù)，不同的工藝有相應的取值范圍；k為玻爾茲曼常數(shù)；T為Kelvin溫度；Ps為信號功率；Δω為偏離頻率，Δω1／f3為振蕩器中有源器件的閃爍噪聲角頻率；ω0為振蕩信號角頻率；QL為LC諧振腔品質(zhì)因數(shù)。Nphase主要由熱噪聲（thermal noise）和閃爍噪聲（flicker noise）組成，閃爍噪聲與VCO信號波形的對稱性有關(guān)，可通過設(shè)計信號擺幅對稱的VCO來改善閃爍噪聲，以減少對Nphase的影響，采用差分結(jié)構(gòu)可使得輸出波形完全對稱。由式（1）知，VCO的Nphase與QL的平方成反比的關(guān)系，當LC諧振腔的品質(zhì)因數(shù)增加時，就增強了對諧振頻率的選擇性，使諧振點處頻譜曲線變得更加尖銳，這就抑制了外部電路對VCO的Nphase的影響。要求設(shè)計時盡可能使用高Q值的片上電感。而基于微電子機械系統(tǒng)（MEMS）技術(shù)的片上螺旋電感，由于它采用降低損耗襯墊、減小金屬線圈損耗和構(gòu)造三維立體結(jié)構(gòu)等新技術(shù)，電感性能要優(yōu)于傳統(tǒng)的片上電感，同時Q值也得以提高，且其體積小、功耗低、易于片內(nèi)集成。

表1為平面螺旋電感與MEMS多層螺旋電感性能對比，從表中可以看出，電感量相當?shù)膬煞N工藝方法，MEMS多層螺旋電感在更低的工頻下具有較高的Q 值。采用HFSS器件軟件設(shè)計工具對電感進行了建模仿真，獲得該電感在4.0 GHz時的電感值L≈1.04 nH，Q≈11.3。現(xiàn)代通信系統(tǒng)要求VCO具有更高的頻率，這樣對VCO在更高頻率處的Nphase值要求就更高，其頻率一般高于VCO的拐角頻率，會導致熱噪聲成為Nphase值的主要來源。VCO電路中熱噪聲主要與尾電流有關(guān)，尾電流增大，熱噪聲會隨之增加，反之則減小，但一味地減小尾電流將使電路輸出信號擺幅過小，甚至造成電路工作不穩(wěn)定，以致停振。因此設(shè)計中對負阻電路的跨導作了優(yōu)選，使電路擁有足夠大的振蕩幅度時，不致產(chǎn)生過量的熱噪聲而引起 Nphase值增大。

1.2 VCO電路結(jié)構(gòu)

所設(shè)計的LC VCO電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1（a）所示。其中M1，M2為交叉PMOS管結(jié)構(gòu)，構(gòu)成負阻環(huán)節(jié)；M3，M4及IBl構(gòu)成尾電流鏡電路，為了減小該電路的1／f 噪聲對VCO的L（△ω）的影響，通常使用PMOS管構(gòu)成，原因是PMOS管比NMOS管有更低的閃爍噪聲拐角頻率，同時M3，M4的寬長比一般較大，這樣可以改善低頻率閃爍噪聲；L1～L4，CV，M5，M6及電容降列構(gòu)成了LC諧振腔。圖1（b）為電容開關(guān)陣列內(nèi)部結(jié)構(gòu)，其中C1，C2為電容陣列。通過切換以實現(xiàn)多波段VCO，該方法使用3只NMOS管控制電容的斷開或閉合，當UC1，2為高電平時，NMOS處于導通狀態(tài)，電容陣列處于開啟狀態(tài)，相反 UC1，2為低電平時，電容陣列處于關(guān)閉狀態(tài)，從而實現(xiàn)多波段切換；設(shè)計時波段切換除了采用電容陣列外，還使用開關(guān)電感器來實現(xiàn)更大范圍的波段切換，兩只 NMOS管M5，M6用于電感器的開關(guān)切換，當UL給出關(guān)閉信號時，M5，M6相當于短路，此時的電感為L1或L4，當UL給出開啟信號時，M5，M6相當于斷路，此時的電感量相當于L1與L2或L3與L4之和；CV為累積型MOS電容，與普通變?nèi)?a target="_blank">二極管相比，其具有較大的調(diào)諧范圍與較好單調(diào)性，設(shè)計中 MOS電容在0～3.3 V的調(diào)諧電壓下，電容量變化范圍為0.7～1.4 pF。Q1，Q2和恒流源IB2，IB3構(gòu)成輸出緩沖器，目的是將信號進行放大。另外，圖1（a）中Q1，Q2為BJT，其他均為CMOS器件，這樣通過采用SiGe BiCMOS技術(shù)，提高了緩沖器的工作速度及驅(qū)動能力，在VCO振蕩波形緩沖輸出的同時還減小了外部電路對VCO振蕩環(huán)節(jié)的噪聲干擾。

2 流片制作及實測結(jié)果分析