零極點的理解是模擬電路最關鍵的基礎之一，信號與系統(tǒng)都會講自然響應，自然響應就是偏微分方程的通解部分，而受迫響應則是偏微分方程的特解。本文將詳解零極點與頻率響應之間的關系。

我們從頻率域來分析零極點的影響。從頻率域上，零點和極點會決定系統(tǒng)的頻率響應。我們令系統(tǒng)傳輸函數(shù)H（s）中s（=σ+jω） 的實部σ=0而虛部ω仍然是變量，就得到了頻率響應函數(shù)H（jω）。頻率響應函數(shù)代表系統(tǒng)在恒包絡正弦小信號輸入時，輸出正弦信號相對輸入正弦信號的幅度和相位變化。頻率響應函數(shù)可以表示為：

頻率響應H（jω）是復數(shù)。其幅度|H（jω）|代表當正弦信號頻率為ω時，輸出正弦信號幅度相對輸入正弦信號幅度的比值（即系統(tǒng)的增益），而其相位∠H（jω）則代表輸出正弦信號相對輸入正弦信號的相位變化。根據(jù)高中數(shù)學，頻率響應的幅度和相位可以表示為各個零點/極點的貢獻：

它有一個極點（實部σ=-1，虛部ω=0，其模為1）和一個零點（實部σ=100，虛部ω=0，其模為100）。由于極點的實部小于0，該系統(tǒng)是穩(wěn)定的。當ω=0的時候［即DC（直流）響應］，分母的模為1，相位為0，分子的模為100，相位為π，因此頻率響應的幅度為100，相位為π。我們接下來增加一點點ω，讓它等于0.001。這個時候ω遠遠小于極點的模，因此頻率響應分母的值和DC時沒有顯著區(qū)別（1+j0.001≈1）。ω也遠遠小于零點的模，因此頻率響應分子的值也和DC時基本相同。所以當ω的值遠遠小于某個極點/零點的模的時候，該極點/零點的效應可以忽略不計。這也是在實際電路設計中很多頻率遠高于電路工作頻率的極點/零點在分析的時候可以忽略的原因。當ω增加至1時，分母變?yōu)椋╦1+1），此時分母的幅度由DC時的1變?yōu)椤?，相位則由0變?yōu)棣?4。由于ω仍然遠小于零點（1《《100），分子較DC相比仍然沒有變化。頻率ω=1時對極點是一個轉折點：隨著ω繼續(xù)增長，該極點的效應漸漸變得顯著。當ω=10的時候，ω已經遠遠大于極點的模，因此頻率響應的分母可以近似為jω，相位為π/2。此后隨著ω繼續(xù)增長，分母的模隨之變大，因此在零點發(fā)揮作用前，頻率響應的幅度會隨著頻率增大以20dB/dec的速度減小。另一方面，當ω增大到遠大于零點的模（》》100）時，頻率響應的分子可以近似為jω，因此分子的相位為π/2，且分子的模隨著頻率增長以20dB/dec的速度增長。此時分子和分母的模都以20dB/dec增長，因此互相抵消，頻率響應的幅度不再變化，而相位則由DC時的π變?yōu)?。

H（jω）的幅度和相位

零點和極點對頻率響應的效果也可以由s平面零極點圖解釋。上面例子的零極點圖如下：

開始ω1=0 （即DC響應），極點向量的相位為0。之后隨著ω增加，極點向量的長度逐漸增長，相位貢獻θ也逐漸變大。當ω等于極點的模的時候（ω2），根據(jù)初中數(shù)學極點向量的長度變?yōu)镈C時的√2倍，而相位角θ為π/4。之后隨著ω繼續(xù)增長到遠大于極點的模的時候，極點向量漸漸變得和ω軸平行，此時極點向量的長度近似等于ω，而相位角θ也漸漸逼近π/2。對于零點也可以做類似的分析。這樣圖解分析與之前分析的結果相同，但是更直觀。

零點和極點對頻率響應的影響可以總結為：

*當頻率遠小于某零點/極點的模時，該零點/極點對頻率響應的影響可以忽略。

*當頻率接近某極點的模時，該極點的效果漸漸體現(xiàn)。當頻率遠大于該極點時，該極點使得頻率響應的幅度以20dB/dec的速度衰減，而相位相對DC產生-π/2的變化。

*共軛極點是一種特殊的極點，它們總是成對出現(xiàn)且共軛極點對的模都相等，因此當頻率遠大于一對共軛極點的模的時候，該共軛極點對會使頻率響應的幅度以40dB/dec的速度衰減，而相位相對DC產生-π的變化。而在頻率接近共軛極點對的模的時候，頻率響應曲線的變化取決于共軛極點對的位置（詳見下文）。

*當頻率接近某零點的模時，該零點的效果漸漸體現(xiàn)。當頻率遠大于該零點時，該零點使得頻率響應的幅度以20dB/dec的速度增加。而相位相對DC產生π/2（當零點在左半平面）或-π/2（當零點在右半平面）的變化。

*頻率響應的總體幅度/相位取決于所有零點和極點對幅度/相位的貢獻。

共軛極點對

共軛極點對是一類特殊的極點。一對共軛極點（s-p）（s-p*）可以寫作

其中ω0為共軛極點的諧振頻率，Q稱作共軛極點的品質因數(shù)。

共軛極點對模型最初來源于LC諧振電路，如下圖中的RLC串聯(lián)電路。

其中共軛極點的諧振頻率ω0=1/√LC即LC tank的諧振頻率，品質因數(shù)Q=（1/R）?√（L/C）即為LC tank的品質因數(shù)，表示在諧振頻率附近每周期LC tank存儲的能量與耗散能量的比值。共軛極點可以由LC tank形成，也可由反饋通路形成。

共軛極點對的Q值由共軛極點的位置決定。當共軛極點的諧振頻率固定而改變品質因數(shù)（即固定L和C而改變R）時，共軛極點對的軌跡在以原點為圓心，半徑為ω0的圓上。當共軛極點對靠近縱軸時，品質因數(shù)變大；而當共軛極點對靠近橫軸時，品質因數(shù)變小。共軛極點對的品質因數(shù)必須大于等于1/2，當Q小于1/2時共軛極點對退化為兩個實極點。

對于傳輸函數(shù)具有共軛極點對的系統(tǒng)，系統(tǒng)的自然響應中含有包絡指數(shù)衰減的正弦波。有時候在放大器的瞬時響應中會看到衰減震蕩的現(xiàn)象，這種現(xiàn)象就是由共軛極點造成的。

正弦波的頻率接近諧振頻率ω0，而包絡的衰減速度取決于Q。Q值約等于包絡衰減到初始值的1/e時所需要的諧振周期。Q值大時包絡衰減較慢，反之Q值小時包絡衰減較快。在放大器設計中我們往往希望看到settling time比較小的瞬時響應，因此應該避免高Q值得共軛極點對。

共軛極點對另一個重要性質是它會引起頻率響應的尖峰（peaking）。這一點可以從零極點圖來理解。

在零極點圖上，有共軛極點p1和p1*，位置在σ±jω0。當頻率從ω1（略小于ω0）移動到ω2（等于ω0）時，連接到極點p1*的極點向量長度基本不變，但連接到極點p1的極點長度顯著變短了。因此頻率響應在諧振頻率（ω=ω0）處會產生一個尖峰，尖峰的高度隨Q值變大而變大。極端情況是Q值無窮大時，此時p1和p1*都在ω軸上，因此當ω=ω0時，連接p1和ω的極點向量長度為0，這樣頻率響應的幅度變?yōu)闊o窮大，所以就產生了高度無窮大的尖峰。在設計需要較小settling time的放大器時我們希望避免明顯的頻率響應尖峰（頻率響應尖峰明顯=》共軛極點對Q值大=》瞬時響應中衰減震蕩持續(xù)時間較長=》settling time較長）；但另一方面在設計寬帶放大器（例如在CML電路中）時我們往往會故意引入頻率響應尖峰以增加帶寬。

頻率響應尖峰與Q值的關系

至此我們回顧了EE215A所需要的電路分析基礎知識。接下來我們將應用它們去分析具體電路。

下面我們有請助教哥給大家?guī)韨鬏敽瘮?shù)標準型的補充。

將傳輸函數(shù)寫成標準形式有助于我們迅速畫出頻率響應的草圖，這對我們今后分析放大器、鎖相環(huán)的噪音和穩(wěn)定性至關重要。

一階零極點

之前說的零極點是標準的零極點定義，也可以稱為正向零極點。注意我們要把極點 ，零點寫成歸一化的形式，便于我們將基準增益拆分出來。在下圖中，基準增益都是A0

逆向極點和逆向零點是新引入的概念。逆向極點的意思是如果從無窮高頻率出發(fā)向DC 移動，頻率響應會遇到一個-1斜率滾降（或者叫-20dB/dec如果用分貝）。同理，逆向零點是從無窮高頻率出發(fā)向DC 移動，頻率響應會遇到一個+1斜率上升（或者叫-20dB/dec如果用分貝）。逆向極點是由一個在原點的零點和一個在ω1的極點組成。逆向零點由一個在原點的極點和一個在ω1的零點組成。如果我們將傳輸函數(shù)寫成如下的逆向形式而不是一般的正向形式，頻率響應就能很快被畫出來。

正向、逆向極點和零點的相位響應曲線大家可以很容易想出來，只要注意頻率變化方向即可，所以就不重復講了。

靈活運正向、逆向零極點對于分析這對我們今后分析放大器、PLL的噪音和穩(wěn)定性至關重要。下面舉個例子：

二階零極點

我們先重新學習二次函數(shù)的根的表達式。我們在高中學的二次函數(shù)根長這樣：

但是問題是，這樣的表達式是高熵的，比如某一個傳輸函數(shù)的分母的根按照傳統(tǒng)高中學過的表達式，長這樣：

你看這個表達式，長得這么丑，看著就渾身難受。除非你用一個繪圖軟件，并把所有R C的值帶入，否則你沒有辦法快速找出這兩個根的關系，沒法根據(jù)這個表達式快速繪出頻率響應。更重要的是，你沒有辦法從這個表達式快速看出要怎樣設計R C以達到你的目的。

所以Prof. Abidi（原引Prof. Middlebrook）教育我們要用適合電路設計的二次函數(shù)根式。

回去看高中根式，其實這個根式用的是兩根之和等于-b/a 的性質。但是二次函數(shù)兩根之積還等于c/a，新根式正是運用了兩根之積性質。換句話說，高中公式看的是兩根的算術平均，新根式看的是兩個的幾何平均。不要忘了在對數(shù)刻度中，幾何平均比算術平均更加有意義，因為兩個刻度的中點是幾何平均。

新根式如下：

注意看新根式的對稱性！拿到一個二階表達式，我們只要算Q和ω0就可以了。有同學會問，那F怎么辦，F(xiàn)不是還是亂糟糟么？其實不然，我們把F和Q的關系畫一下：

你看，當Q小于0.3的時候，F(xiàn)約等于1。所以我們只要根據(jù)Q的表達式，估計Q值，如果遠小于0.3，那么就是兩個實根，一個是-ω0Q，另一個-ω0/Q 啦！

有同學會問，那Q 在0.3和0.5中間時候怎么辦呢？很簡單，把他們近似成兩個重實根就好了。

如果Q大于0.5，我們就有復數(shù)根（共振）了。

這樣的表達式利于具體的電路設計。我們可以分析電路模型，把ω0和Q用電路元件的參數(shù)表達出來。之后比如我們可以設計 ω0以達到帶寬要求。設計Q 以達到穩(wěn)定性要求。

二階帶通

二階帶通標準形式如下，零級點圖中畫的是極點的軌跡（隨Q變化而移動）。

通過新根式，我們可以畫出幅度頻率響應

縱軸時|H| 對數(shù)刻度，橫軸是ω對數(shù)刻度。

中間交匯處是H0，ω0。不管Q為何值，幅度響應都在ω0通過H0。

當Q小于0.3時，雙實根距離很遠，我們有一個正向極點和一個逆向極點。

當Q等于1時，兩個漸近線的延長線正好交匯于H0，實際響應有一個小尖峰。

當Q遠大于1時，兩個漸近線交匯于H0/Q 很低的一個點，但是|H|還是要過H0，所以有一個很大尖峰。

相位響應（近似漸近線）如下：

隨著Q增大，角度變化越快。

二階低通與二階帶通類似，只是少了一個零點

標準表達式如下

幅度響應如下

記住幅度響應在ω0時為H0Q，所以當Q=1時幅度在ω0時為H0。但這時我們已經有微小的尖峰了。

注意幅度的最高點永遠小于ω0，當Q增大時，無限接近于ω0。

二階低通相位響應與帶通的類似，只是整體向下移動90°。

同樣地，我們可以定義正向二階極點 零點和反向二階零極點，大家到此應該可以想出以下推論了。