在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，通常需要盡量將模擬信號子樣放大到接近A/D轉(zhuǎn)換電路的滿度值，以充分利用A/D轉(zhuǎn)換器的分辨能力。然而，在某些應用領域，一方面信號子樣有效幅值輸入范圍較小，另一方面信號又極其微弱，因此，一般需要調(diào)理電路具備100dB以上的信號放大能力，而運放和采樣裝置引入的失調(diào)可能高達100～200μV，同時還具有一定的時、熱漂移。而在某些應用領域，信號子樣有效幅值輸入范圍又可能較大。顯然，固定增益信號調(diào)理電路無法兼顧對上述兩類信號子樣的高分辨率A/D轉(zhuǎn)換。為提高信號調(diào)理電路對信號的自適應能力，設計者往往希望系統(tǒng)能根據(jù)信號的強弱自動調(diào)整增益并實現(xiàn)高保真信號調(diào)理。本文介紹一種采用自適應控制A/D轉(zhuǎn)換編碼電路來實現(xiàn)信號自適應調(diào)理的方法。該方法同時具有自動增益控制、失調(diào)與溫漂自動補償和A/D轉(zhuǎn)換編碼控制等功能。

1 自動控制循環(huán)放大及誤差補償

利用圖1所示電路可直接完成對±10μV～±5V信號的自動增益放大并實現(xiàn)12位A/D轉(zhuǎn)換編碼，并在信號調(diào)理過程中使增益隨信號的強弱自動調(diào)節(jié)，運放失調(diào)誤差可被自動補償，從而實現(xiàn)極高的信噪比。該電路主要由模擬開關S1～S10、運放OP1與OP2（主放大器、精密電平比較器）、比較器OP3與OP4、精密電阻R1～R3及Rf、采樣保持器A1與A2構(gòu)成。OP1與OP2選擇低漂移運放，OP3、OP4為普通集電極開路輸出比較器。電路工作過程為信號及誤差采樣、自動增益控制循環(huán)放大和循環(huán)編碼A/D轉(zhuǎn)換3個階段。

1.1 信號及誤差采樣

一般放大電路主要存在三個誤差：主運放OP1的失調(diào)誤差E0、采保器A1與A2的誤差E1和E2。E0、E1及E2均折算于OP1同相輸入端。

在第1采樣周期，開關S1、S4及S10閉合，其它斷開。電路完成對E0、E1的采樣。OP1同相組態(tài)增益K1=1+Rf/R1=7/4。此周期結(jié)束后，采保器A1的輸出電壓為：

Vp=（7/4）E0+E1

在第2采樣周期，開關S2、S7及S11閉合，其它斷開。OP1同相組態(tài)增益K2=1+Rf/R2=2。這時第一采樣周期輸出Vp被放大，同時再計入E0、E1的影響，采保器A2的輸出電壓為：

VQ=2Vp+2E0+E2

輸入信號采樣過程在第3周期內(nèi)完成。此時，開關S3、S5及S10閉合，其它斷開。對誤差電壓VQ而言，OP1呈反相組態(tài)，反相增益K3=-（Rf/R3）=-（2/3）。對信號子樣VE，OP1呈同相組態(tài)，同相增益K4=1-K3=5/3。此周期結(jié)束后，電容C1上的電壓為：

VM=（5/3）VE+（5/3）E0-（2/3）VQ

1.2 自動增益控制循環(huán)放大與誤差補償

前三個周期完成對輸入信號VE及三個誤差信號E0、E1、E2的采集，并將其結(jié)果保存于電容C1中。從第4周期開始，將通過對電子開關S6、S10、S7、S11的交替切換完成對輸入電壓的循環(huán)放大。在第4、6、8、…等周期，S7、S11閉合，在第5、7、9、…等周期，S6、S10閉合。在整個循環(huán)放大過程中，S2一直閉合，主運放OP1的同相組態(tài)增益為2。電子開關經(jīng)n次交替切換后，原輸入信號子樣被放大（5/3）×2 n倍。由于完成一次循環(huán)放大的時間很短，因而時漂可以忽略。在對信號進行循環(huán)放大的同時，誤差也參加循環(huán)，正是前三個周期對誤差、信號的特殊采集方法確保了失調(diào)誤差在各次循環(huán)放大過程中的自動補償，從而使之不會隨信號被循環(huán)放大。其放大過程如下：

第3周期結(jié)束時（第n=0次循環(huán)放大），A1輸出電壓為：

V3=VM+E1

=（5/3）VE-2E0-（1/3）E1-（2/3）E2

第4周期結(jié)束時（第n=1次循環(huán)放大），A2輸出電壓為：

V4=2V3+2E0+E2

=（5/3）×2 1 VE-2E0-（2/3）E1-（1/3）E2

第5周期結(jié)束時（第n=2次循環(huán)放大），A1輸出電壓為：

V5=2V4+2E0+E1

=（5/3）×2 2 VE-2E0-（1/3）E1-（2/3）E2

依此類推，經(jīng)n次循環(huán)放大后，有效信號達（5/3）×2 n VE，而誤差一直為-2E0-（1/3）E1-（2/3）E2或-2E0-（2/3）E1-（1/3）E2，仍然是信號采樣周期結(jié)束時所獲得的初始誤差采樣值。經(jīng)n次循環(huán)放大后，信號被放大到滿刻度的1/2～1倍。其值已達數(shù)伏之高，而輸出誤差總額卻不超過300μV，從而實現(xiàn)了極高的信噪比。

自動增益控制通過控制循環(huán)放大的次數(shù)來實現(xiàn)，循環(huán)放大次數(shù)取決于以下兩個條件之一：第一，通過溢出判斷電路OP3、OP4判斷輸出電壓，如果輸出已超過滿刻度的1/2時，應停止再進行循環(huán)放大，否則，下次循環(huán)的輸出直將溢出;第二，循環(huán)放大次數(shù)已超過規(guī)定的限值時（一般取n≤18，循環(huán)增益≤2 18，約110dB，說明被測信號太弱，已超出電路的處理能力，應停止循環(huán)。）

2 循環(huán)編碼式A/D轉(zhuǎn)換的實現(xiàn)

利用電子開關S8和S9分別將基準電壓+VR和-VR加到運放的反相輸入端，可在放大階段結(jié)束后接著對輸出信號進行循環(huán)編碼式A/D轉(zhuǎn)換。A/D轉(zhuǎn)換電路的參考基準電源VR=+5V，它同時也代表放大電路的滿刻度值。主運放OP1的反相放大倍數(shù)為-1，同相放大倍數(shù)為2。

在循環(huán)編碼過程中，S7、S11和S6、S10兩組開關輪流切換，以完成信號的循環(huán)傳遞。整個循環(huán)編碼過程中的誤差仍然是自動補償?shù)?，這里不再贅述。在OP1的輸出端接了一個極性檢測器OP2.放大階段結(jié)束時，運放OP1輸出被用于循環(huán)放大后的信號（已保存于C1或C2中），極性檢測器OP2同時產(chǎn)生一個二進制編碼B0，它表示被編碼電壓的極性，即A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果的二進制編碼的符號位。各編碼周期的二進制編碼輸出位Bi及S8、S9的狀態(tài)選擇邏輯如下：

Vo（i）》0時，取Bi=1，下次S8閉合，基準源+VR加到運放反相輸入端，運放執(zhí)行以下運算：

Vo（i+1）=2Vo（i）-VR

Vo（i）《0時，取Bi=0，下次S9閉合，基準源-VR加到運放反相輸入端，則執(zhí)行：

Vo（i+1）=2Vo（i）+VR

轉(zhuǎn)換結(jié)果為二進制小數(shù)形式，Bo為二進制編碼結(jié)果的符號位，B1至BN分別表示最高至最低位數(shù)值位。B0=1時，被測信號為正，B1至BN表示轉(zhuǎn)換結(jié)果的原碼;B0=0時，被測信號為負，B1至BN為二進反碼形式。每轉(zhuǎn)換一位需要一個控制周期，轉(zhuǎn)換的總周期數(shù)決定了A/D轉(zhuǎn)換的分辨率。需指出，上述循環(huán)編碼A/D轉(zhuǎn)換電路與普通逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換在理論上是一致的（證明過程略）。

3 時序控制電路設計

該電路還需設計一個時序控制電路與之配合，以產(chǎn)生各操作周期所必需的時鐘節(jié)拍。一次完整操作最多需33個時鐘節(jié)拍。圖2給出了模擬開關的控制時序。可采用通用門器件或可編程門陣列構(gòu)成的硬件時序邏輯電路來實現(xiàn)，也可應用微處理器控制產(chǎn)生所需時序。硬件實現(xiàn)圖2的控制時序可獲得較高的整機速度，約為幾μs～μs。這主要取決于采樣保持器及硬件時序邏輯電路的工作速度 。用微處理器產(chǎn)生所需時序時，完成圖2所示的一個時鐘節(jié)拍的電子開關狀態(tài)設定約需數(shù)條至十數(shù)條指令周期，因而速度較低。因此只適用于500μs左右的低速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。

某離子濃度測定儀的循環(huán)放大與編碼電路采用了8031單片機控制接口電路，應用P1口輸出8位控制數(shù)據(jù)以控制S1～S11，T0、T1接8031的狀態(tài)測試端。為提高程序執(zhí)行效率，提高電路工作速度，程序設計采用簡單的順序執(zhí)行方式，這種方式所實現(xiàn)的圖2時序控制周期可能是非等時間間隔的，但這不會影響控制時序的執(zhí)行性能。單片機系統(tǒng)時鐘為6MHz，指令周期TCY=2μs，一次數(shù)據(jù)采集轉(zhuǎn)換約需要390個TCY，即約需時780μs。

4 結(jié)束語

在本文所述的自適應控制A/D轉(zhuǎn)換編碼電路中，A/D轉(zhuǎn)換編碼與信號放大共用一套電路，工作過程由數(shù)字電路或微處理器控制，結(jié)構(gòu)簡單，對信號的自適應能力強，可實現(xiàn)自動增益控制、失調(diào)與溫漂的自動補償、A/D轉(zhuǎn)換循環(huán)編碼控制，工作穩(wěn)定可靠。在中速以下數(shù)據(jù)測量應用場合，該電路具備較高的性能價格比，特別適宜于各種單片機智能儀器、移動型微數(shù)字檢測設備及虛擬儀器系統(tǒng)使用。在實際應用中，應注意采樣保持誤差對系統(tǒng)精度的影響。用微處理器生成控制時序時，由于周期較長，因而應選用低頂降率的采保器，采用其它硬件電路產(chǎn)生控制時序時，周期較短，則應選用低獲取時間的采保器。

在某離子濃度測定儀的應用實例中，其輸入信號為30μV～200mV，A/D轉(zhuǎn)換字長為12位，平均信號處理時間為600μs。OP1與OP2筆者選用AD707極低漂移運放（偏置電壓15μV、偏置電壓漂移0.1μV/℃、噪聲0.1μVp-p、回轉(zhuǎn)率0.1V/μs），OP3與OP4選用LM339普通集電極開路輸出型比較器（失調(diào)2mV），A1與A2選有SMP-04EP經(jīng)濟型采保器（精度0.01%、獲取時間7μs、頂降率為0.025μV/μs）。