1. 概要

計(jì)算機(jī)、通信交換機(jī)等數(shù)據(jù)處理設(shè)備在電路密度和處理器速度不斷提高的同時(shí)，電源系統(tǒng)也向低壓、大電流和更加高效、低耗、小型化方向發(fā)展。如今IC 電壓已經(jīng)從5 V 降為3. 3 V 甚至1. 8 V ，今后還會(huì)更低。在DC2DC 變換器中，整流部分的功耗占整個(gè)輸出功率的比重不斷增大，已成為制約整機(jī)效率提高的障礙。傳統(tǒng)整流電路一般采用功率二極管整流，由于二極管的通態(tài)壓降較高，因此在低壓、大電流時(shí)損耗很大。這就使得同步整流技術(shù)得到了普遍關(guān)注并獲得大量應(yīng)用 。同步整流技術(shù)就是用低導(dǎo)通電阻MOSFET 代替?zhèn)鹘y(tǒng)的肖特基整流二極管，由于MOSFET 的正向壓降很小，所以大大降低了整流部分損耗。同時(shí)對(duì)MOSFET 給出開(kāi)關(guān)時(shí)序隨電路拓?fù)涔ぷ饕笞飨鄳?yīng)變化的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。由于門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)與MOSFET開(kāi)關(guān)動(dòng)作接近同步，所以稱為同步整流（SynchrONous Rectification ，簡(jiǎn)稱SR） 。

2.正激變換器中的同步整流

自驅(qū)動(dòng)同步整流是指直接從變壓器副邊繞組或副邊電路的某一點(diǎn)上獲取電壓驅(qū)動(dòng)信號(hào)，來(lái)驅(qū)動(dòng)同步整流管。外驅(qū)動(dòng)同步整流是指通過(guò)附加的邏輯和驅(qū)動(dòng)電路，產(chǎn)生隨主變壓器副邊電壓作相應(yīng)時(shí)序變化的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)SR 管。這種驅(qū)動(dòng)方法能提供高質(zhì)量的驅(qū)動(dòng)波形，但需要一套復(fù)雜的驅(qū)動(dòng)控制電路。相比較來(lái)說(shuō)，自驅(qū)動(dòng)同步整流的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所需元件數(shù)量較少;同時(shí)自驅(qū)動(dòng)同步整流續(xù)流二極管靠復(fù)位電壓驅(qū)動(dòng)，所以工作特性依賴于功率變壓器的復(fù)位方式。理想情況是變壓器復(fù)位時(shí)間與主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)間相等，這樣，輸出電流將在整個(gè)關(guān)斷期間內(nèi)通過(guò)同步整流管續(xù)流。由于漏源極間PN 結(jié)的存在，使MOSFET 漏源極之間存在一個(gè)集成的反向并聯(lián)體二極管。電路拓?fù)湟笳鞴苡蟹聪蜃钄喙δ埽虼薓OSFET 作為整流管使用時(shí)，流過(guò)電流的方向必須是從源極到漏極，而不是通常的從漏極到源極。實(shí)際應(yīng)用中，2 只SR 管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間應(yīng)保證足夠的死區(qū)時(shí)間。因?yàn)樵? 個(gè)SR 管換流期間，如果一只整流管已處于導(dǎo)通態(tài)，而另外一只還沒(méi)有關(guān)斷，就會(huì)造成短路，導(dǎo)致較大的短路電流，可能會(huì)燒毀MOS 管。但死區(qū)時(shí)間也不能過(guò)長(zhǎng)，因?yàn)樵谒绤^(qū)時(shí)間內(nèi)，負(fù)載電流從SR 管的體二極管流過(guò)，完成MOSFET 作為整流管的功能，如果死區(qū)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，電路雖然仍能正常工作，但會(huì)增加損耗。因此，從減小損耗的角度考慮，死區(qū)時(shí)間應(yīng)設(shè)置得足夠小。

圖1 　RCD 箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器

2. 1 　RCD 箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器

圖1 為輸出端采用自驅(qū)動(dòng)同步整流的正激變換器電路。同步整流管包括SR2 （Q2 和D2） 和SR3 （Q3 和D3） ，它們直接被變壓器副邊電壓驅(qū)動(dòng)，不需要專門(mén)的驅(qū)動(dòng)器或控制電路來(lái)提供門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。這種自驅(qū)動(dòng)電路是同步整流中較簡(jiǎn)單的形式，因?yàn)镾R3 的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)自變壓器磁芯復(fù)位電壓，所以它的工作特性取決于變壓器磁芯復(fù)位方式。

圖2 　RCD 箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器波形圖

（a） 主開(kāi)關(guān)管門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)　（b） 主開(kāi)關(guān)管漏源極電壓?。╟） 流過(guò)同步整流管SR2 的電流　（d） 流過(guò)同步整流管SR3 的電流圖1 電路中原邊主開(kāi)關(guān)管的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)、漏源極電壓波形與副邊SRs 管的電流波形分別如圖2 所示。從圖2 （c） 波形中可以看出，在變壓器磁芯復(fù)位結(jié)束時(shí)，變壓器的磁化電流I2m 開(kāi)始流過(guò)SR2 的體二極管D2 。磁化電流I2m 的大小與變壓器的匝比、復(fù)位電壓和主開(kāi)關(guān)管兩端的總電容量的平方根三者的乘積成正比，與變壓器磁化電感的平方根成反比。其中從主開(kāi)關(guān)管兩端看過(guò)去的總電容量是主開(kāi)關(guān)管輸出電容、變壓器繞組電容、箝位二極管跨接電容、SR3 的反射輸入電容、SR2 的反射輸出電容的總和。同樣，從圖2 （ d） 波形中可以看出， 在變壓器復(fù)位完成之后，原來(lái)SR3 的晶體管Q3 上流過(guò)的負(fù)載電流Io 減去磁化電流I2m 后換流到體二極管D3 。由于SR2 和SR3 的體二極管的正向壓降相對(duì)較高，所以體二極管的導(dǎo)通以及死區(qū)時(shí)間（ Tdead） 的延續(xù)就降低了同步整流的效率。減少這種損耗的方法是給SR2 與SR3 并聯(lián)肖特基二極管或減少D2 和D3 的導(dǎo)通時(shí)間。D2 的導(dǎo)通時(shí)間可以通過(guò)采用新的變壓器復(fù)位方式使死區(qū)時(shí)間最小化來(lái)縮短;D3 的導(dǎo)通時(shí)間可以通過(guò)使用外部門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)驅(qū)動(dòng)Q3 或采用其他復(fù)位方式使死區(qū)時(shí)間最小化來(lái)縮短。由于負(fù)載電流Io 比磁化電流I2m 大很多，所以在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，由D3 導(dǎo)通造成的損耗比D2導(dǎo)通造成的損耗大很多。例如，對(duì)于設(shè)計(jì)良好的變換器，在輸出電流為15～20 A 時(shí)， I2m 通常小于2 A ，D2 的導(dǎo)通損耗對(duì)輸出效率的影響相對(duì)來(lái)說(shuō)較小。

SR2 和SR3 的體二極管的導(dǎo)通損耗也與換向時(shí)間Toncom和Toffcom有關(guān)，如圖2 （c） 、圖2 （d） 所示。SR2 的體二極管D2 僅在死區(qū)期間和主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后一個(gè)極短的時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。當(dāng)死區(qū)時(shí)間僅由變壓器的復(fù)位電壓決定時(shí)，主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后D2 的轉(zhuǎn)換時(shí)間依賴于副邊電壓的跌落時(shí)間和輸出電流從二極管D2 到晶體管Q3 的換向時(shí)間（ Toffcom） 。變壓器副邊電感決定換向時(shí)間Toffcom ，也決定主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通后，從二極管D3 到晶體管Q2換流所需的換向時(shí)間（ Toncom） 。副邊電感包括變壓器的漏電感、SRs 的封裝（寄生或雜散） 電感和副邊交互電感。與D3 在Toncom期間產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗對(duì)SR3 總體損耗的影響相比，D2 在Toffcom期間產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗對(duì)SR2的總體損耗的影響要大得多。為了減少換向時(shí)間，副邊的電感量應(yīng)該盡量小，尤其要注意的是減小變壓器的漏電感，這對(duì)于減少SRs 的門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓損失特別重要。SRs 體二極管的導(dǎo)通，不僅增加導(dǎo)通損耗，而且也帶來(lái)在體二極管關(guān)斷期間，出現(xiàn)在另一個(gè)SR 的體二極管和晶體管之上的由于反向恢復(fù)引起的功率損耗。反向恢復(fù)引起的功率損耗與恢復(fù)電荷Qrr 、頻率和副邊電壓成比例，一般通過(guò)給SR2 和SR3 并聯(lián)肖特基二極管來(lái)消除。

2. 2 　有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器

圖3 　有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器

如圖3 所示為有源箝位復(fù)位方式的自驅(qū)動(dòng)正激變換器電路［5 ］ 。它的主要波形如圖4 所示。因?yàn)樽儔浩鞔判驹趲缀跽麄€(gè)主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間被復(fù)位，所以這種復(fù)位方式將死區(qū)時(shí)間減至最小。結(jié)果晶體管Q3 的導(dǎo)通時(shí)間被最大化，D2 傳導(dǎo)磁化電流的時(shí)間被最小化。因此相對(duì)于RCD 箝位方式，有源箝位復(fù)位方式變換器的轉(zhuǎn)換效率有所提高。同時(shí)，有源箝位復(fù)位方式減小了主開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力。此外，適當(dāng)調(diào)整變壓器的磁化電感，可使主開(kāi)

圖4 　有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器波形圖

（a） 主開(kāi)關(guān)管門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)?。╞） 主開(kāi)關(guān)管漏源極電壓?。╟） 流過(guò)同步整流管SR2 的電流?。╠） 流過(guò)同步整流管SR3 的電流關(guān)管在零電壓下開(kāi)通。與采用RCD 箝位方式的電路相比，有源箝位方式的缺點(diǎn)是需要一個(gè)額外的開(kāi)關(guān)管和相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路。所以使用肖特基二極管與SR2 并聯(lián)來(lái)提高RCD 箝位電路效率的方法應(yīng)該比采用有源箝位方法更簡(jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)。而在需要著重考慮電壓應(yīng)力和軟開(kāi)關(guān)的同步整流應(yīng)用中，有源箝位方法是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。雖然自驅(qū)動(dòng)同步整流易于實(shí)現(xiàn)，但驅(qū)動(dòng)波形質(zhì)量不如外驅(qū)動(dòng)電路理想，而且不適于在輸入電壓變化范圍較大的情況下使用。對(duì)于在圖1 和圖3 中所示的自驅(qū)動(dòng)同步整流，最大可接受的輸入電壓范圍很大程度依賴于輸出電壓。因?yàn)镾R2 的門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓與輸入電壓成一定比例，所以輸出電壓越高， 可接受的輸入電壓范圍就越窄。同樣，最小副邊電壓（如門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓） 依賴于所需的輸出電壓和最大占空比。如果輸入電壓范圍較寬并且輸出電壓相對(duì)較高（ 》 5 V） ，門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓在上限有可能超過(guò)（或接近） 最大允許門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓。可以用一個(gè)單獨(dú)的繞組給Q2 提供門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)消除輸出電壓對(duì)門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓幅度的影響。同樣， 可以通過(guò)設(shè)置門(mén)源極間的電壓箝位電路來(lái)限定最大門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓。但是這些調(diào)整需要附加元件或一個(gè)多繞組的變壓器，增加了自驅(qū)動(dòng)方法的復(fù)雜性。因此，自驅(qū)動(dòng)SRs 比較適于在較窄的輸入電壓變化范圍和較低輸出電壓的情況下使用。

2. 3 　外驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器

外驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器的電路如圖5 所示，它的主要波形如圖6 所示。在電路中，晶體管Q2 和Q3 被從主開(kāi)關(guān)管門(mén)極驅(qū)動(dòng)獲得的信號(hào)所驅(qū)動(dòng)，因此，同步整流管的導(dǎo)通時(shí)間與變壓器的復(fù)位方式無(wú)關(guān)，僅取決于門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的時(shí)間。從圖6 （c） 、圖6 （d） 可見(jiàn)，當(dāng)從控制電路驅(qū)動(dòng)同步整流管時(shí)，得到Q3 的最大導(dǎo)通時(shí)間，它不影響在死區(qū)期間通過(guò)二極管D2 的磁化電流的導(dǎo)通時(shí)間。在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，晶體管Q2 是關(guān)閉的（對(duì)Q2 的門(mén)極驅(qū)動(dòng)較低） ，對(duì)于外驅(qū)動(dòng)的同步整流管，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，二極管D2 的導(dǎo)通與自驅(qū)動(dòng)完全相同。在設(shè)置SRs 的理想門(mén)極驅(qū)動(dòng)時(shí)間情況下，除了在死區(qū)時(shí)間內(nèi)D2 不可避免導(dǎo)通以外，應(yīng)該避免體二極管導(dǎo)通。這就需要非常精確地安排門(mén)極驅(qū)動(dòng)時(shí)間，即在施加/ 中止一個(gè)SR 的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的同時(shí)，中止/ 施加另一個(gè)SR 門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。但是，這種理想的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)實(shí)際上是不可能實(shí)現(xiàn)的。在意外情況下，短暫的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)交疊將同時(shí)開(kāi)通2 個(gè)SRs ，這會(huì)引起副邊短路，造成副邊電流增大，不僅會(huì)使效率降低，甚至?xí)龤ё儞Q器。為了避免在實(shí)際應(yīng)用中SRs 同時(shí)導(dǎo)通，在2 個(gè)門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間一定要加入延遲。但在延遲期間，因?yàn)闆](méi)有門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用于SRs ，SRs 的體二極管導(dǎo)通，這就增加了導(dǎo)通損耗，而且?guī)?lái)反向恢復(fù)損耗。因此，控制同步整流驅(qū)動(dòng)的效果很大程度上依賴于門(mén)極驅(qū)動(dòng)的時(shí)間安排。

圖5 外驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器的電路

圖6 外驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器主要波形

3. 結(jié)語(yǔ)

討論了正激變換器同步整流的驅(qū)動(dòng)方法，分析了變壓器復(fù)位機(jī)制對(duì)自驅(qū)動(dòng)同步整流效果的影響，在一個(gè)輸出3. 3 V/ 20 A 的正激變換器中，用同步整流取代傳統(tǒng)的肖特基二極管整流，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明效率提高了1 %～2 %。這說(shuō)明，同步整流取代肖特基二極管整流對(duì)提高變換器效率的作用是明顯的，但效率的提高是有限的，受到包括輸出電壓、輸出電流、SRs 的通態(tài)阻抗、SRs 的正向壓降等許多因素的限制。只有把這些限制因素之間的相互作用分析清楚，選擇正確的驅(qū)動(dòng)控制方法，才能有效地提高同步整流的效率。