從直流精度的角度看，高速放大器的發(fā)展過程一直就是在提高精度、提高壓擺率——這與大信號帶寬（LSBW）相關(guān)。電流反饋放大器（CFA）本身有極高的壓擺率，卻具有相對較差的DC精度。電壓反饋放大器（VFA）的壓擺率也已經(jīng)通過許多方法得到了提高，此篇將會介紹這些方法。全差分放大器（FDA）有兩種選擇類型，其中基于CFA的類型具有非常高的壓擺率和較差的DC精度，而基于VFA的FDA利用類似的技術(shù)來提高精度，并與核心VFA一樣具有較高的壓擺率。FDA因為多了共?？刂苹芈罚瑤砹艘恍┬碌腄C精度考慮因素。本篇是這個系列的第三部分，將介紹幾種不同的VFA方法，第四部分將討論CFA和FDA的DC精度考慮因素。

提高VFA運算放大器壓擺率的途徑

可實現(xiàn)的DC精度（和噪聲）在很大程度上是輸入級設(shè)計問題。VFA有一些天然優(yōu)勢來降低DC誤差?；叵胍幌?，VFA的第一級DC誤差是三個輸入誤差項，許多早期參考文獻都提到了如何利用它們來計算輸出誤差。

輸入失調(diào)電壓和漂移

輸入偏置電流和漂移

輸入失調(diào)電流和漂移

有時，一些其它誤差項和輸入失調(diào)電壓混淆在一起。物理輸入誤差電壓有Vout/Aol項，由于該項與輸出信號電平有關(guān)，因此可以通過輸出的增益誤差正確得到。由開環(huán)增益（Aol）引起的輸入誤差電壓沒有加到靜態(tài)DC輸入失調(diào)電壓上，而是由LG/（LG+1）所描述的增益壓縮項計算，其中LG=Aol/NG，NG=噪聲增益。那么，當(dāng)VFA運算放大器在單位增益、分離平衡電源及接地非反相輸入條件下工作時，輸入失調(diào)電壓是多少？由于輸出電壓工作會非常接近于地，因此在輸入差分級內(nèi)部，誤差電壓應(yīng)該非常接近0V。觀察到的外部失調(diào)電壓是輸入級不對稱所需的補償電壓，使內(nèi)部實際誤差電壓達到零。

在20世紀(jì)80年代初，典型的VFA增益帶寬積（GBP）穩(wěn)步增長，可是它們的壓擺率并沒有跟上增長步伐，比如一個典型的單位增益穩(wěn)定高速Harris運算放大器具有的小信號帶寬（SSBW）遠超其LSBW。到大約2004年，有了兩種主要方法來增加VFA器件的LSBW：使用仿真CFA工作的輸入級或提供解補償放大器。非單位增益穩(wěn)定、解補償VFA器件減小了補償電容值，通常增加了輸入級gm（輸入級中負反饋R較低，也使輸入噪聲較低）。因此，對于補償電容上大致的近似轉(zhuǎn)換電流值，可以得到更大的壓擺率。提高壓擺率的同時改善DC精度和噪聲，也是降低電源電流時要考慮的。在靜態(tài)電流更大的情況下，總是可能提高壓擺率并降低輸入電壓的噪聲。本文提供了在越來越低的靜態(tài)電流下改善這兩項指標(biāo)的解決方案。

首先，讓我們回顧一下單位增益穩(wěn)定、非壓擺增強型高速（》20MHz）VFA選擇。壓擺增強型單位增益穩(wěn)定VFA可按LSBW/Icc值的降序排列出來。它們將出現(xiàn)在后面的表中，現(xiàn)在先討論中等壓擺率、低噪聲、精密、單位增益穩(wěn)定的VFA。最近推出的許多VFA包含軌到軌輸出（RRO）和負軌輸入（NRI），或軌到軌輸入（RRI）。一些低噪聲器件是非RRIO設(shè)計。RRI器件利用交叉網(wǎng)絡(luò)（x-over network）或內(nèi)部電荷泵，使輸入級偏置超出所應(yīng)用的電源。為了在整個可用的輸入范圍內(nèi)顯示更好的直流偏置器件，表1~表3中將不包含RRI器件。單位增益穩(wěn)定VFA器件長期以來難以提供低輸入電壓噪聲，而最近的幾個版本似乎突破了這一桎梏——最初表現(xiàn)出較高的電源電流或低得多的壓擺率，但提供了改進方案（見表1）。還有許多低失調(diào)、更高速、單位增益穩(wěn)定的CMOS或JFET輸入器件，它們通常顯示出更高（》4nV/√Hz）的輸入電壓噪聲，在LSBW/Icc比率時也不夠節(jié)能。其優(yōu)點是可以消除輸出DC失調(diào)計算中的輸入偏置和失調(diào)電流誤差。

非壓擺增強型、單通道、單位增益穩(wěn)定VFA器件

表1列出了具有代表性的非壓擺增強型、單通道、單位增益穩(wěn)定VFA器件，它們同時提供低失調(diào)電壓（≤1mV最大值）和較低的輸入電壓噪聲（《4nV/√Hz）。后面的三個表格顯示了通過不同的方法來提高壓擺率。這些低噪聲和偏置器件都是雙極型的。因此，要想獲得低的輸出失調(diào)就需要在設(shè)計中使用偏置電流消除電路。如果能正確做到這些，就能減少由于Rf x Ios的輸入偏置電流引起的輸出DC誤差。再次注意，最高速器件需要非RRO設(shè)計。此處顯示的1SSBW增益通常超過真實的增益帶寬積（GBP）。例如，最快的800MHz OPA820實際上顯示了240MHz的數(shù)據(jù)手冊GBP。這又是由于LG單位增益交越處的相位裕度《65°，大大增加了閉環(huán)帶寬。

為了簡化單通道VFA表，下面的篩選條件將被遵循：

1. 壓擺率》400V/μs

2. 最大Vio》1mV

3. 輸入噪聲電壓》4nV/√Hz

4. 軌到軌輸入（RRI）器件（在表4中出現(xiàn)）

5. 1k MSRP（制造商建議零售價）》3.00美元

6. 過時的器件

表1：單位增益穩(wěn)定、非壓擺增強型、單通道VFA器件，按SSBW降序排列。

要提供具有較高壓擺率的VFA解決方案，最常見的方法是解補償運算放大器。這種方法限制了VFA在高增益（或跨阻抗）中的應(yīng)用，但在給定的電源電流范圍內(nèi)可以提供非常好的DC精度，通常還有較低的輸入電壓噪聲和較高的LSBW。雖然也有許多JFET或CMOS輸入解補償選擇，但它們多數(shù)都具有較高的輸入噪聲或失調(diào)電壓。為顯示一些極低輸入偏置電流解補償選項，擴大了篩選條件：

1. 輸入電壓噪聲》3.0nV/√Hz

2. 最大輸入失調(diào)電壓》2.5mV

3. 價格》4.00美元

4. 過時的器件

使用解補償方法時壓擺率通常較高，同時大多數(shù)器件也顯示較低的輸入電壓噪聲和失調(diào)電壓。RRO或NRI器件相對較少，其中一個最新的器件（OPA838）還具有壓擺增強輸入級、極低功耗及低噪聲。一般來說，這種器件提供極低的輸入失調(diào)電流，允許使用輸入偏置電流消除技術(shù)。SSBW x Gmin降序排列遠超每個器件的實際GBP，因為最小工作閉環(huán)增益具有較低的相位裕度，擴大了最小建議閉環(huán)增益處的閉環(huán)帶寬。Gmin是建議的最小增益。通常設(shè)置為達到安全的最小相位裕量，在30°~45°之間。Gmin通常會使非反相SSBW達到峰值，但不會不穩(wěn)定。因此，“最小穩(wěn)定增益”有點用詞不當(dāng)，“最小工作增益”更準(zhǔn)確。使用簡單的補償技術(shù)，解補償VFA可在任何增益（包括衰減）下進行反相操作。

表2：解補償高速、單通道VFA器件，按Gmin x *SSBW（@Gmin）降序排列。

壓擺增強型、單位增益穩(wěn)定電壓反饋放大器

要縮小單位增益穩(wěn)定VFA運放SSBW和LSBW的差距，最早的方法是在跨導(dǎo)元件上使用一個匹配的輸入緩沖級。這顯示了VFA的一個外部反饋特性，但隨后仿真了CFA壓擺率，因為誤差電壓的增加會導(dǎo)致輸入緩沖器之間電阻器中的轉(zhuǎn)換電流增加。圖1示出了一個早期的例子，圖中標(biāo)出了輸入級和跨導(dǎo)元件。壓擺限制開始時，輸入誤差電壓增加，從而增加了通過電流鏡到補償電容（圖1中的“C”）的充電電流。

圖1：VFA輸入級仿真CFA壓擺增強。

這種方法通?？捎善渌鶐У南鄬^高的輸入電壓噪聲來識別。而且，由于輸入緩沖器不是那么匹配，輸入失調(diào)電壓和電流通常要高些。沒有失調(diào)電流漂移信息也是識別該拓撲結(jié)構(gòu)的一個線索。類似于CFA放大器（使用類似的輸入緩沖器），這種壓擺增強方法通常帶來較差的DC精度和非RRIO擺動性能。有些情況下很難識別這種拓撲結(jié)構(gòu)（盡管LTC在其數(shù)據(jù)手冊中為這種類型提供了圖1）。表3盡可能地列出了與圖1的設(shè)計類似的一系列單通道、單位增益穩(wěn)定、極高壓擺率的器件。盡管這些器件中有許多具有較高的輸入噪聲和失調(diào)電壓，表3還是去掉了極值，包括排除在外的器件（沒對輸入失調(diào)電壓進行篩選）。

1. En》12nV/√Hz

2. 1K MSRP》3.00美元

3. 非單位增益穩(wěn)定的器件

4. 過時的器件

表3：單位增益穩(wěn)定、極高壓擺率、單通道VFA，以Gmin=1SSBW降序排列。

雖然這些器件基本上仿真了CFA類型的LSBW性能，但DC精度和噪聲仍有很大的提升空間。此外，和所有CFA解決方案類似，它們都不支持輸入端擺動到軌。

按需提供壓擺率實現(xiàn)更好的失調(diào)和噪聲性能

從大約2004年開始，高速VFA的開發(fā)找到了新的方法來按需提供壓擺率，實現(xiàn)更好的失調(diào)和噪聲性能。他們的目標(biāo)是改善DC精度和噪聲，同時在I/O引腳上實現(xiàn)擺動到軌的組合技術(shù)。目前尚不清楚其內(nèi)部有多相似，但是在設(shè)計師的工具套件中填補這一空白已經(jīng)取得了很大進展。而且，這些器件首先可以通過LSBW/Icc數(shù)值降序排列并尋找擺動到I/O軌的某種組合來識別（刪掉表3中的器件）。表4中使用的簡單數(shù)值是基于壓擺率的2Vpp輸出LSBW除以25C最大靜態(tài)電源電流。但請記住，在測試頻率增加并且壓擺增強電路工作時，對壓擺增強型運算放大器的各種LSBW測試都會顯示出電源電流的快速增加。所有CFA以及此處描述的壓擺增強型VFA器件都是如此。但是在任何壓擺增強器件的數(shù)據(jù)手冊中都難以找到這個指標(biāo)。

早期提高極低功率器件壓擺率的方法卻導(dǎo)致了極高的噪聲和失調(diào)電壓。最新的方法在減少電源電流的情況下同時降低了輸入噪聲和失調(diào)電壓。這里我們看到更多的RRO選擇，主要是NRI。雖然表4中未顯示，但這些“精密”VFA器件的輸入失調(diào)電流和漂移通常都非常低。

有一些RRI選擇，當(dāng)輸入共模處于輸入切換到上級的操作范圍時，壓擺增強是否起作用還不清楚。LTC的RRI器件在反相配置中指定了壓擺率，以保持輸入工作電壓固定在中間值附近。ADI的RRI器件壓擺率規(guī)范要求+1的工作增益，但不會進入正電源以下1.3V的交叉區(qū)域。

為簡化表4，濾除了以下內(nèi)容：

1. En》6nV/√Hz

2. Vio》0.5mV

3. 1k建議零售價》3.00美元

4. 過時的器件

表4：精密、壓擺增強型、單位增益穩(wěn)定單通道VFA，按LSBW/Icc降序排列。

更高速的VFA一直在努力改善其全功率帶寬，加入了與眾多《20MHz精密運算放大器類似的I/O范圍和DC精度特性。如果不需要RRIO，并且只需要適度的壓擺率，表1中列出了一些非常節(jié)能的低噪聲和低失調(diào)選擇。如果您的應(yīng)用可以從解補償解決方案中受益，則會得到更高的壓擺率和電源電流。表2的幾個最新器件在非常低的靜態(tài)電流下具有極低的噪聲和失調(diào)。當(dāng)VFA架構(gòu)中需要CFA類型的壓擺率時，這很容易得到，但都不會提供擺動到軌的能力。如表3所示，它們也同CFA一樣具有較差的DC精度，和通常較高的輸入電壓噪聲。表4中的最新產(chǎn)品改善了壓擺率與靜態(tài)功率，同時提供RRO和不同的擺動到軌輸入選擇。雖然它們的輸入噪聲通常不如表1中那么好，壓擺率也遠遠比不上表3中的器件，卻可以在較低的靜態(tài)電流下擴展LSBW選擇，并且有一些吸引人的選擇。第四篇我們將繼續(xù)討論高速CFA和FDA的DC精度。

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