術(shù)語(yǔ)對(duì)數(shù)放大器，正如通常理解的那樣，是指計(jì)算輸入信號(hào)包絡(luò)對(duì)數(shù)的器件。在8307 MHz 500 dB對(duì)數(shù)放大器AD90對(duì)10 MHz正弦波對(duì)100 kHz三角波調(diào)制的8 MHz正弦波（見(jiàn)圖10）的響應(yīng)中，請(qǐng)注意，示波器照片上的輸入信號(hào)由100 MHz信號(hào)的許多周期組成，使用示波器的時(shí)間/格旋鈕壓縮在一起。我們這樣做是為了顯示信號(hào)的包絡(luò)，重復(fù)頻率要慢得多，為<> kHz。隨著信號(hào)包絡(luò)的線性增加，我們可以在輸出響應(yīng)中看到特征log（x）形式。相反，如果我們的測(cè)量設(shè)備是線性包絡(luò)檢測(cè)器（例如二極管檢測(cè)器），則輸出仍將是三波。

圖8：對(duì)數(shù)放大器對(duì)線性包絡(luò)斜坡的響應(yīng)

因此，對(duì)數(shù)放大器指示對(duì)數(shù)域中信號(hào)的交流幅度。通常，對(duì)數(shù)放大器用于測(cè)量信號(hào)強(qiáng)度，而不是檢測(cè)信號(hào)內(nèi)容。用于描述這種類型的對(duì)數(shù)放大器的術(shù)語(yǔ)“解調(diào)”有點(diǎn)誤導(dǎo)，但由于對(duì)數(shù)放大器恢復(fù)信號(hào)包絡(luò)的對(duì)數(shù)（類似于解調(diào)AM的過(guò)程），因此已采用術(shù)語(yǔ)解調(diào)來(lái)描述這種類型的設(shè)備。

解調(diào)對(duì)數(shù)放大器的操作

對(duì)數(shù)放大器簡(jiǎn)化框圖（見(jiàn)圖9）的核心是放大器的級(jí)聯(lián)鏈。這些放大器具有線性增益，通常在10至20 dB之間。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，我們選擇了5個(gè)放大器的鏈，每個(gè)放大器的增益為20 dB或10X?，F(xiàn)在，想象一下一個(gè)小正弦波被饋入鏈中的第一個(gè)放大器。第一個(gè)放大器在將信號(hào)施加到第二個(gè)放大器之前，會(huì)將信號(hào)增益提高10倍。因此，當(dāng)信號(hào)通過(guò)每個(gè)后續(xù)級(jí)時(shí)，它被額外放大20 dB。

圖 9：對(duì)數(shù)放大器框圖

現(xiàn)在，隨著信號(hào)沿著增益鏈向下移動(dòng)，它將在某個(gè)階段變得如此之大，以至于它將開(kāi)始在精確的水平上削波或限制，在本例中，它被設(shè)置為1 Vpk。

在信號(hào)在其中一級(jí)進(jìn)入限幅后（這發(fā)生在圖9中第三級(jí)的輸出端），限幅信號(hào)繼續(xù)沿著信號(hào)鏈向下移動(dòng)，保持其1 Vpk幅度。

每個(gè)放大器輸出端的信號(hào)也被饋入全波整流器（在圖9中標(biāo)記為Det）。如圖所示，這些整流器的輸出相加，夏季的輸出施加到低通濾波器，以消除整流信號(hào)的紋波。這會(huì)產(chǎn)生對(duì)數(shù)輸出（通常稱為“視頻”輸出），這將是穩(wěn)態(tài)交流輸入信號(hào)的穩(wěn)態(tài)直流輸出。

要了解此信號(hào)轉(zhuǎn)換如何生成輸入信號(hào)包絡(luò)的對(duì)數(shù)，請(qǐng)考慮如果輸入信號(hào)減少 20 dB 會(huì)發(fā)生什么情況。如圖所示，夏季的未過(guò)濾輸出約為 4 Vpk（來(lái)自 3 個(gè)限制階段和第四個(gè)即將限制的階段）。如果我們將輸入信號(hào)減少 10 倍，則少一個(gè)級(jí)將受到限制。該階段的電壓會(huì)將夏季的輸出降低到大約 3 V。如果我們將輸入信號(hào)再降低 20 dB，夏季的輸出將降至約 2 V。

因此，輸入端每變化1 dB，輸出就會(huì)變化20 V。我們可以將對(duì)數(shù)放大器描述為具有50 mV/dB的斜率。這與以mV/dB為單位的斜率隨輸入電平變化的二極管檢波器的關(guān)鍵區(qū)別。對(duì)數(shù)放大器的明顯優(yōu)點(diǎn)是它具有更高的動(dòng)態(tài)范圍和恒定的斜率。然而，二極管檢波器傳遞函數(shù)在高精度很重要的情況下具有優(yōu)勢(shì)。由于二極管電路在高輸入電平下具有非常高的分辨率（即每dB的電壓更高），因此對(duì)功率進(jìn)行小幅調(diào)整將更容易。

斜率和截距方面的傳遞函數(shù)

與二極管檢波器電路一樣，斜率和截距是定義對(duì)數(shù)放大器傳遞函數(shù)的兩個(gè)規(guī)格。AD900（8313 MHz至100.2 GHz 5 dB對(duì)數(shù)放大器）在65 MHz時(shí)的傳遞函數(shù)顯示，輸入端發(fā)生10 dB變化時(shí)，輸出電壓變化約180 mV。由此我們可以推斷出傳遞函數(shù)的斜率為10 mV/dB。

圖 10： 對(duì)數(shù)放大器的斜率和截距

現(xiàn)在，我們可以看到，當(dāng)輸入信號(hào)降至約-65 dBm以下時(shí)，響應(yīng)開(kāi)始趨于平緩，器件處于其范圍的底部。但是，如果我們推斷傳遞函數(shù)的線性部分，直到它到達(dá)水平軸，我們就會(huì)到達(dá)一個(gè)我們稱之為截距的點(diǎn)（在這種情況下約為 -93 dBm）。請(qǐng)注意，對(duì)數(shù)放大器規(guī)格中的約定是指定此 x 軸截距，而不是我們用于指定二極管檢波器的 y 軸截距。

特定器件的斜率通過(guò)簡(jiǎn)單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)來(lái)確定，即測(cè)量線性工作范圍內(nèi)的兩個(gè)已知輸入電平的輸出電壓。坡度很簡(jiǎn)單，

截距由方程給出，

一旦我們知道特定設(shè)備的斜率和截距，我們就可以使用簡(jiǎn)單的公式計(jì)算出線性范圍內(nèi)（在本例中約為-65 dBm至0 dBm）內(nèi)任何輸入電平的對(duì)數(shù)放大器的理想輸出電壓，

例如，如果輸入信號(hào)為 -40 dBm，則輸出電壓將等于，

值得注意的是，截距值的增加會(huì)降低輸出電壓。

在實(shí)際系統(tǒng)中，我們將使用對(duì)數(shù)放大器根據(jù)測(cè)量的輸出電壓估計(jì)（未知）輸入信號(hào)。為此，我們重新排列方程 [3]，

日志一致性

就像我們檢查二極管檢波器的線性度一樣，我們可以繪制對(duì)數(shù)放大器響應(yīng)的線性度。談?wù)搶?duì)數(shù)函數(shù)的線性有點(diǎn)令人困惑，但更具體地說(shuō)，我們對(duì)設(shè)備的傳遞函數(shù)與log（x）數(shù)學(xué)函數(shù)的一致性感興趣。

因此，對(duì)數(shù)一致性顯示了器件保持恒定斜率的范圍，還顯示了輸入范圍內(nèi)的紋波或任何非線性度。對(duì)數(shù)放大器的動(dòng)態(tài)范圍定義為斜率保持在某個(gè)誤差帶內(nèi)的范圍，通常為±1 dB或±3 dB。例如，在圖11中，±1 dB動(dòng)態(tài)范圍約為95 dB（從+5 dBV到-90 dBV）。

圖 11： 對(duì)數(shù)放大器的對(duì)數(shù)一致性

溫度穩(wěn)定性

與二極管的情況一樣，我們還可以繪制對(duì)數(shù)放大器相對(duì)于計(jì)算的斜率和室溫截距隨溫度變化的對(duì)數(shù)一致性。8314 dB對(duì)數(shù)放大器AD45在2.5 GHz時(shí)的傳遞函數(shù)和對(duì)數(shù)一致性（圖12）表明，在大約1 dB（-40 dBV至-17 dBV）的范圍內(nèi)，溫度漂移和對(duì)數(shù)一致性完全在±57 dB誤差帶內(nèi)。在精密應(yīng)用中，設(shè)備不應(yīng)在此范圍之外運(yùn)行。請(qǐng)注意，對(duì)于0 dBm（-13 dBV）的輸入電平，25 oC時(shí)的對(duì)數(shù)一致性誤差仍然相當(dāng)不錯(cuò)，約為+0.7 dB。然而，隨著溫度的流逝，特別是在寒冷的情況下，誤差急劇增加至約-2 dB。大多數(shù)無(wú)線通信系統(tǒng)在最大功率下都有最嚴(yán)格的輻射規(guī)格，這一事實(shí)加強(qiáng)了這種在對(duì)數(shù)放大器的最大輸入電平上“后退”的需求。

圖 12： 對(duì)數(shù)放大器的溫度穩(wěn)定性

dBV 與分貝

RF系統(tǒng)中使用最廣泛的慣例是以dBm為單位指定功率，即相對(duì)于1 mW的分貝。在功率方面對(duì)數(shù)放大器輸入電平的規(guī)范嚴(yán)格來(lái)說(shuō)是對(duì)流行慣例的讓步;與二極管檢測(cè)器一樣，它們不響應(yīng)功率，而是響應(yīng)輸入電壓。dBV的使用更正確。但是，由于大多數(shù)用戶根據(jù)功率指定RF信號(hào) - 更具體地說(shuō)，相對(duì)于50 Ω的dBm - 我們使用dBV和dBm來(lái)指定對(duì)數(shù)放大器的性能，在50 Ω環(huán)境的特殊情況下顯示等效dBm電平。

檢測(cè)快速射頻脈沖

現(xiàn)在考慮如果輸入信號(hào)不是連續(xù)的，而是脈沖打開(kāi)和關(guān)閉會(huì)發(fā)生什么。對(duì)數(shù)放大器輸出對(duì)輸入端變化的響應(yīng)時(shí)間將由輸出低通濾波器的RC時(shí)間常數(shù)決定（再次參見(jiàn)圖9）。AD8310是一款440 MHz、95 dB對(duì)數(shù)放大器，響應(yīng)持續(xù)時(shí)間為13 ns的100 MHz突發(fā)（見(jiàn)圖300），10%至90%上升時(shí)間（常用的對(duì)數(shù)放大器響應(yīng)時(shí)間度量）約為15 ns。在實(shí)際應(yīng)用中，這使我們能夠檢測(cè)和測(cè)量短至約40 ns的RF突發(fā)。

圖 13： 對(duì)數(shù)放大器脈沖響應(yīng)

將輸出低通濾波器的帶寬（通常稱為視頻帶寬）設(shè)置得非常高將導(dǎo)致頻率接近或低于轉(zhuǎn)折頻率的輸入信號(hào)產(chǎn)生殘余輸出紋波。AD8313對(duì)10kHz輸入突發(fā)的響應(yīng)會(huì)導(dǎo)致輸出紋波過(guò)大（見(jiàn)圖14），因?yàn)樵撈骷霓D(zhuǎn)折頻率在內(nèi)部設(shè)置為13 MHz左右。然而，通過(guò)在輸出端增加一個(gè)單極點(diǎn)低通濾波器，可以輕松糾正這個(gè)問(wèn)題，而不會(huì)造成損失。

圖 14.對(duì)數(shù)放大器輸出紋波

視頻帶寬和輸入信號(hào)帶寬不應(yīng)混淆。單芯片對(duì)數(shù)放大器的最大輸入信號(hào)帶寬通常在50 MHz至2.5 GHz左右，而這些器件的視頻帶寬通常在1至30 MHz范圍內(nèi)。

可以看到另一個(gè)有趣的效果（再次圖 14）;請(qǐng)注意，對(duì)數(shù)放大器響應(yīng)的衰減似乎比突發(fā)的衰減慢得多。這是一個(gè)有趣的效果，它是由正在發(fā)生的日志轉(zhuǎn)換的性質(zhì)引起的。但請(qǐng)記住，在低輸入電平下，輸入信號(hào)的微小變化會(huì)對(duì)輸出電壓產(chǎn)生重大影響。例如，輸入電平從7 mV到700 μV（或約-30 dBm到-50 dBm）的變化與輸入電平從70 mV到7 mV的變化具有相同的效果。作為對(duì)數(shù)放大器，這就是您所期望的。但是，如果我們用肉眼觀察輸入信號(hào)（即RF突發(fā)），我們看不到mV范圍內(nèi)的微小變化。正在發(fā)生的事情（在圖14中）是突發(fā)不會(huì)立即關(guān)閉，而是下降到某個(gè)水平，然后呈指數(shù)衰減到零?，F(xiàn)在，如果您繪制衰減指數(shù)信號(hào)的對(duì)數(shù)，您會(huì)得到一條類似于圖中尾部的直線。在實(shí)驗(yàn)室。測(cè)試對(duì)數(shù)放大器脈沖響應(yīng)，提供具有近乎理想衰減的輸入信號(hào)是非常具有挑戰(zhàn)性的。一種常見(jiàn)的方法是用來(lái)自發(fā)生器的脈沖對(duì)RF信號(hào)進(jìn)行選通，其中脈沖寬度可以以非常高的分辨率進(jìn)行調(diào)整3.

輸入匹配

對(duì)數(shù)放大器的輸入阻抗范圍通常為數(shù)百至數(shù)千歐姆。雖然無(wú)功匹配技術(shù)可用于將典型的50 Ω源阻抗轉(zhuǎn)換為更高的電平，但簡(jiǎn)單的電阻分流通?？商峁┳罴训恼w輸入匹配。當(dāng)對(duì)數(shù)放大器的輸入阻抗與頻率相關(guān)時(shí)尤其如此。通常，選擇略大于50 Ω的分流電阻器，該分流電阻器與對(duì)數(shù)放大器的較高輸入阻抗并聯(lián)，總輸入阻抗為50 Ω。

Fig. 15: Log Amp Input Matching

A Typical RF Power Control Loop with Digital Control

A typical RF power control loop which has digital control (Fig. 16) has RF signal from the PA (with a maximum power of +40 dBm) passing through a directional coupler on its way to the antenna. Directional couplers are characterized by their coupling factor which is typically in the 10- to 30-dB range, i.e. the output signal is 10 to 30 dB smaller than the primary output. Because the coupled output must deliver some power (in this case to the detector), the coupling process takes some power from the main output. This manifests itself as insertion loss, which is higher for lower coupling factors.

Fig. 16: Digitally-Controlled RF Transmission System

In the example shown (Fig.16) the coupled output must be attenuated by a further 25 dB before it is applied to the AD8314 log amp (recall from earlier that the AD8314 is very temperature stable for input levels below about -4 dBm.)?

The AD8314's output is digitized in an ADC. For an 8-bit ADC and a detector dynamic range of 40 dB, this results in a resolution of 0.16 dB/code (40dB/28.) This resolution is more than sufficient for most precision applications.?

Once the transmitted power is detected and digitized a DAC is used to adjust the system.?In this case the power is adjusted by changing the gain of a variable gain amplifier (VGA) at IF. This is just one way in which power can be changed with other options including bias adjustment of the PA and variation of the amplitude of the baseband signal.?

The response time of this loop will be dominated by the digital control circuitry. In general the reaction time of the detector and the VGA will be small in comparison to the conversion rates of the ADC and DAC, and the digital processing time.?

A Typical Analog AGC Loop

Where fast regulation of gain is required the inherent latency of a digitally-controlled AGC loop may not be acceptable. In such situations, an analog AGC loop may be a good alternative.

Beginning at the output of the VGA in a generic version (Fig. 17) this signal is fed, usually via a directional coupler, to a detector. The output of the detector drives the input of an op amp, configured as an integrator. A reference voltage drives the non-inverting input of the op amp, and the output of the op amp integrator drives the gain-control input of the VGA. Now, let's examine how this circuit works.

圖 17： 模擬自動(dòng)增益控制環(huán)路

最初假設(shè)VGA的輸出處于某個(gè)低電平，積分器上的基準(zhǔn)電壓為1 V。低檢波器輸出導(dǎo)致積分器電阻R兩端的壓降。通過(guò)該電阻產(chǎn)生的電流只能來(lái)自積分器電容器C.沿該方向流動(dòng)的電流會(huì)增加積分器的輸出電壓。驅(qū)動(dòng)VGA的該電壓增加了增益（我們假設(shè)VGA的增益控制輸入具有正意義，即增加電壓會(huì)增加增益。增益將增加，因此增加放大器的輸出電平，直到檢波器輸出等于1 V。此時(shí)，流經(jīng)電阻/電容的電流將降至零，積分器輸出將保持穩(wěn)定，從而建立環(huán)路。如果電容電荷隨著時(shí)間的推移而損失，增益將開(kāi)始降低。但是，這種泄漏將通過(guò)新降低的檢測(cè)器電壓的額外積分器電流快速糾正。

該電路的主要用途在于其對(duì)VGA增益控制功能變化的抗擾度。至少?gòu)撵o態(tài)角度來(lái)看，增益和增益控制電壓之間的關(guān)系對(duì)整體傳遞函數(shù)沒(méi)有影響。根據(jù) Vref 的值，積分器將增益控制電壓設(shè)置為產(chǎn)生所需輸出電平所需的任何電平。增益控制功能中的任何溫度依賴性都將被消除。此外，VGA增益?zhèn)鬟f函數(shù)中的非線性不會(huì)出現(xiàn)在整個(gè)傳遞函數(shù)中（Vout與Vref）。唯一的要求是VGA的增益控制功能是單調(diào)的。然而，檢測(cè)器的溫度穩(wěn)定至關(guān)重要。

如前所述，該電路設(shè)計(jì)用于為不同的輸入電平產(chǎn)生恒定的輸出電平。由于這導(dǎo)致恒定的輸出電平，因此很明顯，檢波器不需要寬動(dòng)態(tài)范圍。我們只要求它對(duì)于對(duì)應(yīng)于設(shè)定值電壓Vref的輸入電平保持溫度穩(wěn)定。例如，前面討論的二極管檢波器電路在低電平時(shí)溫度穩(wěn)定性較差，但在高電平下穩(wěn)定性合理，在電平輸出相當(dāng)高的應(yīng)用中可能是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。

如果我們使用的檢波器具有更高的動(dòng)態(tài)范圍，我們現(xiàn)在可以使用該電路在寬動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)精確設(shè)置VGA輸出電平。為此，積分器基準(zhǔn)電壓Vref是可變的。Vref上的電壓范圍直接取決于檢波器的傳遞函數(shù)。例如，如果檢波器在-0 dBV的輸入電平下提供5.20 V電壓，則當(dāng)檢波器輸入為-0 dBV時(shí)，5.20 V的基準(zhǔn)電壓將導(dǎo)致環(huán)路建立（VGA輸出將大于VGA和檢波器之間存在的任何耦合因子。

可變Vout情況的動(dòng)態(tài)范圍由環(huán)路中具有最小動(dòng)態(tài)范圍（即VGA的增益控制范圍或檢波器的線性動(dòng)態(tài)范圍）的器件決定。同樣，請(qǐng)注意，VGA不需要精確的增益控制功能。在這種情況下，VGA增益控制的動(dòng)態(tài)范圍定義為增益控制電壓增加導(dǎo)致增益增加的范圍。

該環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間可以通過(guò)改變積分器的RC時(shí)間常數(shù)來(lái)控制。將其設(shè)置為低電平將導(dǎo)致快速輸出建立，但可能導(dǎo)致輸出包絡(luò)振鈴。將RC時(shí)間常數(shù)設(shè)置為高將給予環(huán)路良好的穩(wěn)定性，但會(huì)增加建立時(shí)間。

值得注意的是，使用術(shù)語(yǔ)AGC（自動(dòng)增益控制）來(lái)描述這種電路架構(gòu)從根本上是不正確的。術(shù)語(yǔ)AGC意味著增益是精確設(shè)置的。實(shí)際上，自動(dòng)設(shè)置的是輸出電平，因此術(shù)語(yǔ)ALC（自動(dòng)電平控制）會(huì)更正確。然而，就像冉冉升起的太陽(yáng)和傳統(tǒng)電流的方向一樣，這個(gè)術(shù)語(yǔ)在流行術(shù)語(yǔ)中根深蒂固，因此試圖糾正這種不準(zhǔn)確性毫無(wú)意義。

實(shí)用的模擬AGC環(huán)路

在實(shí)際的AGC環(huán)路（圖18）中，AD603（一款工作頻率高達(dá)90 MHz的通用VGA）的輸出電平由對(duì)數(shù)放大器AD8314控制;基準(zhǔn)電壓由5300位DACAD8設(shè)置。除了用作檢波器外，AD8314還集成了完成環(huán)路所需的積分器。我們將探測(cè)器的這種工作模式稱為控制器模式。

圖 18： 實(shí)用的模擬AGC環(huán)路

AD603可提供2 Vpk-pk的最大輸出電壓。為了將此最大電平映射到AD8314的最大輸入電平，需要0.33的衰減因子（此處使用簡(jiǎn)單的電阻分壓器實(shí)現(xiàn)）。DAC的滿量程輸出電壓5 V同樣按比例縮小，以對(duì)應(yīng)于AD8314的基準(zhǔn)電壓范圍（0 V至1.25 V）。這不是絕對(duì)必要的，因?yàn)槲覀兛梢灾皇褂媚切┡c對(duì)數(shù)放大器的參考電壓范圍相對(duì)應(yīng)的DAC代碼。但是，以這種方式調(diào)整DAC電壓會(huì)使控制分辨率（以dB/代碼為單位）提高4倍。

如前所述，該電路可用于兩種不同的AGC模式。作為電平電路，可能為了向ADC提供恒定的輸入幅度，設(shè)定點(diǎn)電壓將保持恒定?；蛘?，在VGA輸入電平相當(dāng)恒定的發(fā)射應(yīng)用中，將調(diào)整設(shè)定點(diǎn)電壓以將輸出信號(hào)幅度改變多達(dá)45 dB。

本系列的第三部分將討論對(duì)數(shù)放大器對(duì)不同信號(hào)類型的響應(yīng)，以及均方根直流轉(zhuǎn)換器的使用。